CC BY
15Оценка реализации системы цифровой связи...
На стороне приемника обработка сообщения, закодированного ШПСМ, производится с помощью согласованного фильтра, реализация которого возможна как во временной, так и в частотной областях. Схема согласованного фильтра во временной области для ШПСМ длиной N содержит:
- сдвиговый регистр длиной 2N для входного сигнала 5, оцифрованного в виде (г+г)-разрядных комплексных чисел. Частота оцифровки £ =2/Т в соответствии с принципом Котельникова-Найквиста выбирается вдвое больше частоты символов ШПСМ;
- двухразрядный сдвиговый регистр длиной 2N для опорной функции в виде ШПСМ с дважды повторенными значениями символов;
- 2N схемы «умножения на ±1»;
- пирамидальный сумматор для 2N (г + г)-разрядных комплексных чисел.
На выходе согласованного фильтра получаем сигнал 5вых в виде последовательности г + 1о§2^ г + 1о§2^разрядных комплексных чисел.
В частотной области согласованный фильтр основан на методе «скачущего» быстрого преобразования Фурье (БПФ), принцип действия которого пояснен на рис.4
Рис.4. Временная диаграмма согласованного фильтра, реализованного в частотной области
Входной сигнал 50, 51, ..., закодированный последовательностью ШПСМо, ШПСМ 1, ..., записывается поочередно в три блока буферных ОЗУ0, ОЗУ1, ОЗУ2 емкостью 2N (г + г)- разрядных чисел. Запись осуществляется с частотой £м,г = /5. Чтение производится с удвоенной частотой = 2 £ из пар ОЗУ в последовательности, показанной на рис.4. Считанная информация поступает на схему БПФ длиной 4^ работающую на частоте При любом сдвиге БПФ относительно входного сигнала одна из входных последовательностей 50, 51, ... (отмечены пунктиром на рис.4) гарантированно оказывается полностью в пределах каждого цикла БПФ, что соответствует режиму «скачущего»
БПФ. Значения спектров So, Si..., полученных на выходе БПФ, далее умножаются на ранее рассчитанный спектр H импульсной характеристики фильтра (зеркальное отображение ШПСМ с дважды повторенными значениями отсчетов) и поступают на вход обратного быстрого преобразования Фурье (ОБПФ), в результате работы которого получается выходная последовательность sBbix0, sBHxi, ... Для исключения «лишних» главных пиков, получающихся при сжатии неполных последовательностей s0, si, ... , попадающих в зону действия БПФ, используется сигнал «Строб».
Как видно из рис.4, обработка входного сигнала производится в конвейерном режиме, что возможно при использовании процессоров «дискретное преобразование Фурье» (ДПФ), «обратное дискретное преобразование Фурье » (ОДПФ) или специализированных потоковых функций типа fft streaming [2], которые фактически повторяют режимы ДПФ, ОДПФ с точностью до конвейерной задержки. (На рис.4 конвейерная задержка не показана.)
При построении схемы согласованного фильтра в частотной области весьма полезным ограничением, влияющим на аппаратные затраты при построении адресного процессора ОЗУ, является представление длины сигналов s, равной 2N, в виде значения 2 2™. Вместе с тем известно, что длина М-последовательности N равна 2™-1. Добавление лишнего символа в М-последовательность с целью доведения N до значения 2™ ухудшает качество АКФ и ВКФ, поскольку увеличивает боковые лепестки. Проведенный анализ показывает, что при N > 63 боковой лепесток не превышает значения -19 дБ. Это позволяет сделать вывод о том, что для указанного диапазона длины ШПСМ добавление лишнего символа допустимо.
Оценку аппаратных затрат при реализации схем согласованного фильтра во временной и в частотной областях проведем по данным САПР Quartus II фирмы Altera. В
качестве интегральной оценки воспользуемся параметром «logic utilization» - процент заполнения условной ПЛИС проектами двух вариантов реализации для ШПСМ длиной N = 31, ..., 255.
Как видно из рис.5, для N > 63 предпочтительнее частотный вариант.
Приведенные оценки справедливы при построении систем связи с неподвижными объектами. При работе с подвижными объектами, двигающимися со скоростью V, необходимо учитывать доплеровский сдвиг несущей частоты: /д = f0V/c. Если величина сдвига не превышает 0,5/NT, он может быть скомпенсирован подстройкой частоты [3]. В противном случае происходит ухудшение качества АКФ и ВКФг-(_г) вследствие уменьшения главного пика Яд.
Рис.5. Процент заполнения условной ПЛИС при реализации согласованного фильтра во временной (1) и в частотной (2) областях
*Д =
R sin к- /Д NT
КД NT
Ограничившись приемлемыми значениями /Д < 0,5/NT, при которых Яд=0,64Яп получим N < 0,5/ДГ.
Оценка реализации системы цифровой связи.
При работе с объектами, двигающимися со сверхзвуковыми скоростями, данное ограничение, как правило, вступает в противоречие с заданной величиной шумоподавления ^2/р2, где ^ и р - отношение сигнал/шум на выходе и входе согласованного
фильтра соответственно. Для ШПСМ N > - • q2lp2 [1].
Для устранения полученного противоречия при выборе ШПСМ приходится разбивать величину/д на к диапазонов в соответствии с к гипотезами по Доплеру/д (1),/д (2), ...,/д (к) и обрабатывать входной сигнал для каждой гипотезы отдельно. Выбор числа к гипотез и, соответственно, числа каналов обработки зависит, как показано в [4], от учета ряда критериев, среди которых наиболее важным представляется энергетический, позволяющий обеспечить максимальный выигрыш в отношении сигнал/шум. Критерием правильного выбора гипотезы может быть максимальное значение выходного сигнала. В случае временной реализации фильтра это приводит к к-кратному увеличению аппаратных затрат, а при частотной реализации - только к к/2-кратному. Экономия достигается за счет того, что вычисление спектра £ входного сигнала процедурой БПФ производится один раз, а ОБПФ - к раз, после умножения спектра £ на к заранее рассчитанных спектров импульсной характеристики, промодулированной к гипотезами по Доплеру: #(1), Н(2),.. Н(к) (рис.6).
БПФ
Гипотезы по Доплеру
К
гг- /Д1 -> Я(1) ЗГх-Ъ ОБПФ Лвых1
■V -1
/д2 -> Я(2) Зхн ОБПФ
ихн ОБПФ
/д к -> Н{к) ОБПФ
г
о Я ей
с.
о ю
со
/Дп
Рис. 6. Схема согласованного фильтра в частотной области при работе с к гипотезами по Доплеру
На выходе схемы согласованного фильтра получаем сигнал 5вых тах, выбранный в соответствии с критерием максимума модуля выходного сигнала. В целях экономии аппаратных затрат процедура вычисления модуля проводится по известной упрощенной формуле:
|Ке,1т|=тах{р4|1т|}+0,5тт(р4|1т|},
где Яе, 1т - действительная и мнимая составляющие сигнала. Максимальная погрешность вычисления при этом не превышает 12%, что в данном случае вполне приемлемо.
Выходной сигнал в данной схеме оказывается промодулированным частотой /д тах. Если для последующей обработки требуется комплексное представление выходного сигнала 5вых, необходима его демодуляция с помощью сигнала /д тах, комплексно-сопряженного с/д тах, как показано на рис.6. Учет/д в сигнале ШПСМ сдвигает границу применимости временной реализации согласованного фильтра приемника левее по сравнению с приведенной на рис.5.
Таким образом, оценка аппаратной реализации системы цифровой связи на основе ШПСМ позволяет сделать вывод о преимуществе построения согласованного фильтра
приемника в частотной области для практически значимых значений длин ШПСМ N > 63. Вычисление процедур БПФ, ОБПФ при этом необходимо проводить в режиме «скачущего» БПФ с использованием специализированных потоковых функций типа fft streaming [2].
Для экономии аппаратных затрат при построении адресного процессора буферных ОЗУ допустимо добавление лишнего символа в М-последовательность c целью доведения ее длины N до 2m.
Литература
1. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Радио и связь, 1985. - 267 с.
2. FFT MegaCore Function User Guide. - Altera Corporation 2014. - URL: http://www.altera.com/literature/ug/ug_fft.pdf (дата обращений: 20.03.2014).
3. Кочетков В.Ю. Квазикогерентный алгоритмический демодулятор с подстройкой частоты по информационному сигналу // Изв. вузов. Электроника. - 2010. - № 2(82). - С. 60-64.
4. Кошелев В.И. Доплеровские процессоры первичной обработки радиолокационных сигналов. Ч. 1. // Цифровая обработка сигналов. - 2007. - №1. - С. 51-53.
Статья поступила 24 марта 2014 г.
Широ Георгий Эдуардович - доктор технических наук, профессор кафедры вычислительной техники МИЭТ. Область научных интересов: цифровая обработка сигналов, системы автоматизированного проектирования. E-mail: [email protected]
Кузнецов Максим Сергеевич - аспирант кафедры вычислительной техники МИЭТ. Область научных интересов: цифровая обработка сигналов.
Информация для читателей журнала «Известия высших учебных заведений. Электроника»
Вы можете оформить подписку на 2015 г. в редакции с любого номера. Стоимость одного номера - 1000 руб. (с учетом всех налогов и почтовых расходов).
Адрес редакции: 124498, Москва, Зеленоград, проезд 4806, д. 5, МИЭТ, комн. 7231.
Тел.: 8-499-734-62-05. E-mail: [email protected] http://www.miet.rU/structurc/s/894/e/12152/191
МЕТОДЫ И ТЕХНИКА ИЗМЕРЕНИЙ
УДК 624.042.8: 539.4
Выносливость гибких печатных плат на полиимидных пленках при производстве и эксплуатации устройств
электронной техники
А.И. Погалов, Г.А. Блинов, Е.Ю. Чугунов
Национальный исследовательский университет «МИЭТ»
Разработана методика оценки малоцикловой выносливости гибких печатных плат и их устойчивости к воздействию изгибов. Проведены испытания гибких плат на устойчивость к циклическим перегибам. Установлено влияние конструктивных параметров на долговечность плат. Даны рекомендации по проектированию гибких плат на полиимидных пленках.
Ключевые слова: гибкая печатная плата; испытания гибких плат; малоцикловая выносливость полиимидных плат; долговечность гибких плат; упругопласти-ческая деформация структур.
Постоянно растущий спрос на гибкие печатные платы (ГПП), включая гибко-жесткие и многослойные конструкции, обусловлен возможностью создания на основе гибких полимерных или комбинированных подложек многоуровневых структур с высокой плотностью коммутации (до 30 - 40 слоев). Платы, выполненные на гибких подложках, могут неоднократно изгибаться в нескольких плоскостях и принимать форму сложной конфигурации, имеют малую толщину и массу, высокую ударопрочность и хорошую ремонтопригодность. Использование гибких плат для электрического и механического соединения электронных компонентов позволяет в несколько раз уменьшать объем и сложность монтажных операций, удешевлять производство на 40 - 50%, уменьшать массогабаритные характеристики изделий на 30 - 50% по сравнению с аналогичными устройствами, реализованными на печатных платах на жестких основаниях [1]. Указанные преимущества печатных плат на гибких основаниях обусловливают широкую область их применения в изделиях автомобильной, авиационной, космической, медицинской отраслей и других устройствах электронной техники различного функционального назначения.
Для изготовления ГПП используются как фольгированные, так и нефольгирован-ные полимерные подложки. Для формирования печатных проводников при производстве гибких прецизионных плат широко применяется медная металлизация, выполненная селективным травлением фольги в случае использования фольгированных подложек либо вакуумным напылением и избирательным гальваническим осаждением проводников при использовании нефольгированных материалов. В качестве гибких диэлектрических оснований наиболее часто применяются пленки из полиимидных (марки ПМ, Kapton, Rogers, Dupont) и реже фторопластовых (марки ФАФ, Rogers, Arlon,
© А.И. Погалов, Г.А. Блинов, Е.Ю. Чугунов, 2014
А.И. Погалов, Г.А. Блинов, Е.Ю. Чугунов
Taconic) материалов. Полимерные материалы обладают хорошими электрическими и физико-механическими свойствами (тангенс угла диэлектрических потерь 0,001-0,003, диэлектрическая проницаемость составляет 3 - 4) и наряду с хорошей прочностью характеризуются высокой устойчивостью к температурным воздействиям, незначительным газовыделением, химической и радиационной стойкостью. К недостаткам поли-имидных пленок, как правило, относят несколько повышенное влагопоглощение, порядка 3 - 4 %. Однако все больше современных марок полиимида обладают свойствами низкого влагопоглощения (0,5 % и менее), что значительно повышает надежность коммутационных структур. Широкое применение подложек на основе фторопластовых материалов ограничено ввиду низкой адгезии материалов печатных проводников и проблем сквозной металлизации.
Благодаря применению полимерных диэлектрических оснований для изготовления ГПП коммутационные структуры приобретают способность свободно изгибаться и свертываться в трех плоскостях, позволяя проводить монтаж таких плат в труднодоступных местах, а также использовать их в качестве гибких соединителей. Однако вследствие перегибов плат, в том числе многократных, и механических воздействий при высокоплотной сборке и монтаже микроэлектронных устройств или эксплуатации в подвижных соединениях в материалах ГПП при циклическом нагружении могут накапливаться деформации, что приводит к малоцикловой усталости структур и их возможному разрушению. Процесс разрушения гибких плат обусловлен циклическими упругопластическими деформациями и сопровождается появлением, а затем распространением механических повреждений. При этом допустимое число перегибов до разрушения плат зависит от величины пластической деформации и может составлять от нескольких циклов до 104 нагружений при перегибах с радиусами от 1 до 10 мм [2, 3].
В настоящей работе определяется стойкость ГПП к перегибам, исследуется влияние конструктивных параметров на долговечность плат и предлагается методика оценки малоцикловой выносливости гибких плат, которая состоит из следующих этапов:
- разработка расчетной схемы и модели нагружения платы с использованием численных методов расчета напряженно-деформированного состояния (НДС);
- моделирование ГПП и определение НДС материалов, а также величин упругой и пластической деформаций при перегибах многократного действия;
- проведение испытаний образцов гибких плат на устойчивость к циклическим перегибам с целью опытного определения долговечности при различных радиусах перегиба;
- определение по результатам испытаний опытных коэффициентов для описания долговечности полиимидных плат с использованием расчетной величины пластической деформации медных проводников в цикле и критерия Коффина-Мэнсона;
- определение влияния конструктивно-технологических факторов на НДС и долговечность плат; разработка рекомендаций по проектированию ГПП.
Для решения задачи упругопластического деформирования гальванической меди использована схематизированная диаграмма растяжения и сжатия материала, которая имеет достаточно простое математическое описание и хорошо совпадает с истинной диаграммой. Диаграмма без площадки текучести, схематизированная ломаной линией, состоящей из двух прямых, описывается формулами [4]:
а = Ее при 0 <8 <8т,
а = стт + Ет (е-8т) при 8 > 8т,
