CC BY
50
5. Nikonov A. V., Nikonova G. V. Functional and circuitry base of control equipment designed for testing large-scale integrated circuits // 2016 Dynamics of Systems, Mechanisms and Machines (Dynamics). DOI: 10.1109/Dynamics.2016.7819053.
6. Новеллино Д. Быстродействующий тестер для испытания приборов различных типов // Электроника. 1990. № 11. С. 63.
7. Эйдукас Д. Ю., Орлов Б. В., Попель Л. М. [и др.]. Измерение параметров цифровых интегральных микросхем. М.: Радио и связь, 1982. 386 с.
8. А. с. 0031706 ЕР, МКИ G 01 К 31/28. Способ и система испытаний полупроводниковых ЗУ / Fujitsu Zimited. JP 182455/79; опубл. 08.07.81.
9. Симон С. Х., Гришаев В. В. Устройства мелкодискретного задания фазовых сдвигов ВЧ сигналов // Проблемы метрологического обеспечения научных исследований и учебного процесса в вузах: тез. докл Всесоюз. науч.-техн. конф., 24-26 апр. Л., 1984. С. 175-177.
10. Бондаревский А. С., Горбунов Б. Б., Зеленин В. А., Остапенко А. А. Использование многоканальных генераторов импульсных сигналов в системе для контроля и измерения динамических параметров многовыводных БИС // Генерирование, формирование и применение импульсных сигналов: тез. докл. IV Республ. науч.-техн. конф. Вильнюс. 1987. С. 165-166.
11. Колпиков В. А., Лепин Е. А. Экспериментальные исследования скоростного драйвера // Техника средств связи. Сер. РИТ. 1991. Вып. 3. С. 85-94.
12. Заявка 03222 ЕР, МКИ G 01 R 31/28. Контрольное устройство / Сименс акциэн гэзельшафт. № Е 2951929; опубл. 27.07.81.
13. Мелешко Е. А. Наносекундная электроника в экспериментальной технике. М.: Энергоатомиздат, 1987. 216 с.
14. Совиньский А. Перспективы развития систем контроля микроэлектроники // Prace PIE. 1987. № 103. С. 5-19.
15. Никонов А. В., Никонова Г. В. Формирование сверхширокополосных сигналов с управляемой формой // Научное приборостроение. 2013. № 3. С. 105-113.
16. Бузовский О. В., Вилинский Ю. С., Наконечный А. А. Программируемые генераторы испытательных последовательностей для систем контроля и диагностики цифровой аппаратуры // Управляющие системы и машины. 1988. № 6. С. 17-23.
17. Дьяков В. П., Могилин В. И., Смердов В. Ю. Исследование и применение быстродействующих ЭСЛ микросхем // Генерирование, формирование и применение импульсных сигналов: тез. докл. IV Республ. науч. -техн. конф. Вильнюс, 1987. С. 20-21.
18. Никонов А. В., Попов Н. А. Формирование тестов для объектов с нерегулярной логикой // Российское НТО радиотехники, электроники и связи им. А. С. Попова : 49 Научная сессия, посвященная дню радио: тез докл. М., 1994. С. 53-54.
19. Фелдман Р., Роски Д. Систематизированный подход к реализации программируемых задержек // Электроника. 1991. № 11-12. С. 46-53.
20. Глинченко А. С. Методы синтеза и измерения параметров гармонических сигналов в режиме когерентной выборки // Спутниковые системы связи и навигации: тр. Междунар. науч. конф. / ИПЦ КГТУ. Красноярск, 1997. Т. 3. С. 304-310.
УДК 621.376.6
СПОСОБ ОЦЕНКИ ЧАСТОТЫ НЕСУЩЕЙ И ВРЕМЕНИ ПРИХОДА СИГНАЛА ПО ЛЧМ-ПОДОБНОЙ ФАЗОКОДИРОВАННОЙ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТИ
П. И. Пузырёв, С. А. Завьялов
Омский государственный технический университет, г. Омск, Россия
DOI: 10.25206/2310-9793-2017-5-4-259-264
Аннотация - В работе рассматривается способ оценки частоты несущей и времени прихода сигнала по ЛЧМ-подобной фазокодированной последовательности. Разработанный способ оценки частоты несущей и времени прихода сигнала пригоден для первичной синхронизации при обнаружении сигнала в модемах с фазовой и частотной модуляцией. Данный способ обладает меньшей вычислительной сложно-
стью, по сравнению с реализацией гребенки согласованных фильтров. Для реализации описанного способа оценки частоты несущей и времени прихода сигнала требуется только два согласованных фильтра вне зависимости от длины последовательностей. Произведен выбор последовательности. Показано, что для рассматриваемого способа оценки последовательность Задова-Чу более предпочтительна, чем последовательность Фрэнка.
Ключевые слова: Обнаружение сигнала, частотная синхронизация, временная синхронизация, частотный сдвиг.
I. Введение
В системах беспроводной передачи данных необходимо выполнять операции обнаружения, частотной, временной и фазовой (если необходимо) синхронизации. Только после выполнения указанных операций возможна корректная демодуляция и декорирование данных. Из теории связи хорошо известно, что оптимальный обнаружитель выполняется на согласованном фильтре (СФ), настроенном на известную последовательность - преамбулу, и пороговом устройстве. Чем острее и выше пик на выходе СФ, тем ниже вероятности ложного обнаружения и пропуска.
Помимо обнаружения по преамбуле осуществляется первичная временная синхронизация, обозначающая начало кадра данных. Чем острее пик автокорреляционной функции последовательности, тем выше разрешающая способность по времени. Для идеальной последовательности нормированная автокорреляционная функция (АКФ) должна выглядеть следующим образом:
г(т) = 0 для т Ф 0 г(т) = 1 для т = 0
Для любой финитной последовательности с ненулевыми символами данное условие невыполнимо. Задача синтеза последовательности сводится к обеспечению минимума боковых лепестков. Известно большое количество последовательностей, обладающих хорошей АКФ: Баркера, М-последовательности, Фрэнка, Задова-Чу и т.п. Все они имеют определенные достоинства и недостатки и применимы в разных задачах.
В большинстве случаев также имеется неопределенность по частоте сигнала, вызванная эффектом Доплера и нестабильностью опорных генераторов. Как правило, с увеличением частотного сдвига уровень центрального пика быстро убывает. Это приводит к невозможности корректного обнаружения сигнала. Одним из способов решения данной проблемы - реализовать гребенку согласованных фильтров, где каждый фильтр настроен на свою частоту. Минусом данного решения является усложнение обнаружителя пропорционально количеству СФ в гребенке. Другим решением данной проблемы является применение последовательности, устойчивой к частотному сдвигу.
II. Постановка задачи
Рассмотрим для примера фазокодированную дискретную последовательность, применяемую как синхросло-во в стандарте МШ-8ТБ-188-110С арр. «С» [1]. На рис. 1а представлена зависимость амплитуды главного пика корреляционной функции и максимума боковых лепестков. Видно, что главный пик убывает по закону:
|г(0, М)| = М^)|,
где М - частотный сдвиг, М - длина последовательности, Fs - частота следования символов. Для стандарта Ы1Ь-8ТБ-188-110С арр. «С» длина последовательности М = 184, а символьная скорость Fs = 2400 бод.
Таким образом, рассматриваемая последовательность хорошо подходит для обнаружения и первичной временной синхронизации при условии небольшом частотном сдвиге. Так, уже при сдвиге частоты более 10 Гц становится невозможным детектирование сигнала при использовании одного СФ. Однако при использовании гребенки СФ по-прежнему сохраняется высокая достоверность обнаружения сигнала и первичной временной синхронизации [2].
Рассмотрим другой пример. Возьмем последовательность Фрэнка [3] и проанализируем аналогичным образом. Последовательности Фрэнка могут иметь длину только равную М = п2, где п - натуральное число. На рис. 1б представлена зависимость амплитуды главного и боковых пиков корреляционной функции М = 169.
Из рис. 1б видно, что последовательность Фрэнка менее чувствительна к частотному сдвигу, при использовании ее для обнаружения. Это объясняется тем, что последовательность Фрэнка является дискретным аналогом ЛЧМ сигнала. По этой причине обнаружитель можно реализовать только на одном СФ. Однако она непригодна для первичной временной синхронизации, т.к. возникает частотно-временная неопределенность [4].
(а) (б)
Рис. 1. Зависимость амплитуды пика и боковых составляющих нормированной АКФ от сдвига частоты для последовательности МШ-8ТБ-188-110С арр. «С» при М=184 (а) и последовательности Фрэнка при М=169 (б)
Если обобщить вышесказанное, то приходится выбирать компромисс между хорошей разрешающей способностью по времени и сложностью реализации обнаружителя. В данной работе предлагаются последовательность и способы первичной временной и частотной синхронизации при использовании всего двух согласованных фильтров.
III. Теория
1. Выбор последовательности
Возьмем две ЛЧМ-подобные фазокодированные последовательности si и s2, где вторая последовательность комплексно сопряжена с первой последовательностью s2 = si*. Получим новую последовательность, используя конкатенацию последовательностей si и s2:
S = [si S2].
Таким образом, при наличии частотного сдвига отклик согласованного фильтра СФ1 на последовательность si будет приводить к смещению пика корреляционной функции в одну сторону, а отклик СФ2 на последовательность s2 будет приводить к смещению пика в другую сторону. Таким образом, устраняется частотно -временная неопределенность, характерная для ЛЧМ-подобных последовательностей. Разрешающе способность по времени будет определяться длиной и типом выбранных последовательностей si и s2.
Принцип действия проиллюстрирован на рис. 2 - расстояние между пиками AT корреляционных функций пропорционален частотному сдвигу Af.
у АТ(Д0 ч
\
-
..............
та Г— !т
т
Рис. 2.
Возьмем в качестве s1 последовательности Фрэнка [3] и Задова-Чу [5] и проанализируем их. На рис. 3 представлены взаимно корреляционные функции исходных последовательностей s1 и s2, и последовательностей с частотным сдвигом s1' и s2'. Из данных рисунков видно, что у ВКФ последовательности Фрэнка при увеличении частотной отстройки появляются побочные составляющие. Для последовательности Задова-Чу появление побочных составляющих не наблюдается. Из этого можно сделать вывод о том, что последовательность Задова-Чу более предпочтительна, чем последовательность Фрэнка, при одинаковой длине М.
Последовательность Фрэнка, Af = 0
Последовательность Задова-Чу, Af = 0
-400 -300 -200 -100 0 100 200 300 400 ъ
Последовательность Фрэнка, А^10/М
-400 -300 -200 -100 0 100 200 300 400 ъ
Последовательность Задова-Чу, А^10/М
Рис. 3 - Взаимно-корреляционные функции последовательностей (М=169)
2. Алгоритм оценки частоты несущей
Так как оценка частоты несущей осуществляется по той же последовательности, по которой выполняется обнаружение, то самой первой процедурой является определение наличия сигнала.
Шаг первый. Нормализация уровня. Смесь сигнала с шумом пропускается через фильтр скользящего среднего либо другую цепь нормализации среднего уровня (мощности) сигнала. Эта операция осуществляется с целью привязки порога детектора к среднему уровню смеси сигнала и шума.
Шаг второй. Оптимальная фильтрация. Смесь сигнала с шумом пропускается через два согласованных фильтра СФ1 и СФ2. Если обнаружение осуществляется на нулевой частоте, то согласованные фильтры будут иметь комплексную импульсную характеристику. При этом, учитывая, что вторая последовательность комплексно сопряжена с первой последовательностью s2 = 81 *, можно вдвое сократить операции свертки сигнала, т.к. каждый комплексный фильтр можно рассматривать как 4 вещественных фильтра:
У(1) = Ле(81)*Ьгв(1) + /ш^)*^) + 3 [/^1)^(1) - Лф1)*Ь1т(1)],
У2(1) = Лв(82)*Ь1т(1) + /^2)*Иге(1) + 3 [Лф2)*Иге(1) - /Ш(52)*Ы1)].
где У1О) и У2(1) - отклики согласованных фильтров СФ1 и СФ2 соответственно; символ * - операция свертки.
Шаг третий. Сравнение отклика с порогом ё и принятие решения о наличии сигнала, если отклики превысил порог.
Шаг четвертый. Поиск максимума в интервале, когда отклик превышает порог ё:
Утах = {тах[У(1)] | У(1) > ё}, У2тах = {тах[У2(1)] | У2© > ё},
^1тах = { 1 | У(1) = Утах},
^2тах = { 1 | У2(1) = У2тах}.
где У1тах и У2тах - максимальное значение отклика; Т1тах и Т2тах - время, при котором отклик максимален.
Шаг пятый. Вычисление оценки отклонения частоты несущей ДГ по выражению (1):
. Т тах- Т тах| -М/
Af' = ¥82{—-1-!-—
2М .
3. Алгоритм оценки времени прихода сигнала
Так же как и оценка частоты несущей, при оценке времени прихода сигнала, первым этапом является обнаружение сигнала. Алгоритм оценки времени прихода сигнала совпадает с алгоритмом оценки частоты несущей на шагах 1 - 4.
Шаг шестой. Вычисление оценки времени прихода сигнала t'0 по выражению (2). Данное показывает время
первого символа, следующего за синхрословом S.
, г Ti шах - ^maxl M + 1 ПЛ
t' = T шах + -1-1 +--(2)
01 2 2Fs
IV. Результаты экспериментов
Для проверки полученных алгоритмов было проведено численное моделирование. В качестве сигнала была выбрана последовательность: вначале идет M нулей, далее S = [si s2], и заканчивается случайной последовательностью 8-PSK из M символов.
Таким образом, имитируется ситуация, когда изначально никакого сигнала не было, затем появляется син-хрослово S, после чего идут фазокодированные информационные данные. Моделирование проводилось для канала с аддитивным белым гауссовским шумом. Отношение сигнал/шум было нормировано относительно энергии и длительности символа: Es/No - где Es - энергия символа, No - спектральная плотность мощности белого шума. Результаты моделирования представлены в табл. 1. Количество измерений в одном эксперименте ie4. Порог d = 0.8r(0).
V. Обсуждение результатов
Полученные результаты показали, что среднеквадратичное отклонение ошибки частоты несущей и ошибки времени прихода сигнала возрастает с уменьшением Es/No, уменьшением длины последовательности M, и увеличением частотного сдвига Af. Резкое возрастание СКО при низком Es/No (например, Es/No < 14дБ при M=32) вызвано ложными обнаружениями, когда шум, прошедший через один из согласованных фильтров обнаружителя, превышал порог d. В этом случае оценка частоты и времени прихода рассчитывается по ложным пикам. Одним из вариантов уменьшения вероятности ложного обнаружения, и как результат вычисления ложной оценки параметров, является контроль по допустимому значению расстояниями между пиками. Если расстояние между пиками выходит за пределы допустимых значений, принимается решение об отклонении принятого сигнала.
ТАБЛИЦА 1
M Нормированный ча- Es/No, СКО ошибки оценки СКО ошибки оценки времени
стотный сдвиг Af/Fs дБ частоты несущей пРихода atime
17 2,8e-3 0,088
14 3,6e-3 0,29
11 0,014 1,3
8 0,12 7,4
17 2,9e-3 0,093
32 14 3,4e-3 0,11
11 0,02 1,3
8 0,12 7,6
17 3,5e-3 0,11
14 7,5e-3 0,24
11 0,047 1,5
8 0,19 10,7
8 8,2e-4 0,11
11 6,8e-4 0,09
14 5,9e-4 0,076
17 5,0e-4 0,064
8 8,5e-4 0,11
11 7,1e-4 0,091
14 6,1e-4 0,077
17 5,1e-4 0,065
8 9,5e-4 0,12
11 8,6e-4 0,10
14 6,8e-4 0,086
17 5,8e-4 0,074
VI. Выводы и заключение
Разработанный способ оценки частоты несущей и времени прихода сигнала пригоден для первичной синхронизации при обнаружении сигнала в модемах передачи сигналов с фазовой и частотной модуляцией. Данный способ обладает меньшей вычислительной сложностью по сравнению с реализацией гребенки согласованных фильтров, количество которых зависит от длины последовательности и максимально допустимого сдвига частоты. Для реализации описанного способа оценки частоты несущей и времени прихода сигнала требуется только два согласованных фильтра вне зависимости от длины последовательностей и отстройки частоты. Минусом данного способа является необходимость передавать две последовательности вместо одной, что увеличивает время передачи пакета данных.
Список литературы
1. MIL-STD-188-110C, 23 September 2011. Military Standard. .Interoperability and Performance Standards for Data Modems.
2. Пузырев П. И., Завьялов С. А., Косых А. В. Процедура обнаружения сигнала при реализации модема // Динамика систем, механизмов и машин. 2016. Т. 2, № 1. С. 120-126.
3. Frank, R. L. Polyphase codes with good nonperiodic correlation properties // IEEE Trans. Inform. Theory. 1963. № 9 (1). P. 43-45.
4. Френкс Л. Теория сигналов: пер с англ. / под ред. Д. Е. Вакмана. М.: Советское радио, 1974. 344 c.
5. Chu D. С. Polyphase codes with good periodic correlation properties // EEE Trans. Inform. Theory. 1972. № 18 (4). P. 531-532.
УДК 531.787
МЕХАНОЛЮМИНЕСЦЕНТНЫЕ ДАТЧИКИ ДЛЯ РЕГИСТРАЦИИ УДАРНЫХ ВОЗДЕЙСТВИЙ
К. В. Татмышевский
Владимирский государственный университет им. А.Г. и Н.Г. Столетовых, г. Владимир, Россия
DOI: 10.25206/2310-9793-2017-5-4-264-2 72
Аннотация - регистрация параметров ударных воздействий, воздействующих на технические системы, является актуальной задачей. Механолюминесцентные светогенерационные датчики способны работать даже в условиях сильных электромагнитных помех, так как используют компоненты, по своей природе не чувствительные к помехам. Однако использование таких датчиков сдерживается отсутствием функции преобразования (математической модели). В статье рассмотрен вопрос разработки и исследования математической модели механолюминесцентного датчика. В основу модели положено явление туннелирования электронов примесных центров свечения в электрическом поле движущихся дислокаций, возникающих при пластической деформации кристалла люминофора. Пластическая деформация рассматривается как результат движения и размножения дислокаций. Кинетика затухания соответствует внутрицентровой люминесценции, характерной для ZnS:Mn. Приводятся результаты моделирования выходных оптических сигналов датчика в зависимости от различных параметров ударных воздействий.
Ключевые слова: механолюминесцентный датчик, деформационная механолюминесценция, удар.
I. Введение
Ударные воздействия на различные мобильные и стационарные технические системы создают экстремальные условия для их работы, поэтому регистрация ударных воздействий с целью уменьшения и предотвращения негативных последствий является весьма актуальной задачей. Особенности условий работы современных технических систем в экстремальных условиях одновременно выдвигают два противоречивых требования. Во-первых, это требование повышения чувствительности к входным ударным механическим воздействиям, а во-вторых, это требование повышения помехоустойчивости в условиях воздействия интенсивных естественных и искусственных электромагнитных помех. Кроме того, должно быть обеспечено высокое быстродействие при регистрации ударных воздействий. Если первое требование обусловлено расширением диапазона ударных воздействий, то второе требование связано с усложнением электромагнитной обстановки в рабочей области, а
