Построение тракта приведения активного синтезатора частот Текст научной статьи по специальности «Физика»

УДК 621.396

Ю. А. Никитин

ПОСТРОЕНИЕ ТРАКТА ПРИВЕДЕНИЯ АКТИВНОГО СИНТЕЗАТОРА ЧАСТОТ

Рассмотрены различные варианты построения тракта приведения кольца им-пульсно-фазовой автоподстройки частоты. Определены коэффициенты умножения помех, приходящих с опорным колебанием и попадающих в полосу прозрачности кольца, и предложены способы их уменьшения.

Ключевые слова: импульсно-фазовая автоподстройка частоты, тракт приведения, конечный автомат, дискретные побочные спектральные составляющие.

Построение широкополосных синтезаторов в СВЧ-диапазоне связано с необходимостью синтеза качественного сигнала с минимальным уровнем побочных спектральных составляющих при заданном шаге сетки частот [1—6].

Глобальную задачу синтеза СВЧ-колебаний с заданным качеством целесообразно разделить на локальные, подчиненные общей идеологии построения системы синтеза частот (ССЧ). Для синтеза сетки частот с малым и сверхмалым шагом можно использовать специализированный синтезатор, например многокольцевой активный синтезатор на основе колец импульсно-фазовой автоподстройки частоты (ИФАП) или пассивный цифровой синтезатор (ПЦС); перенос полученного колебания в требуемый СВЧ-диапазон можно возложить на тракт переноса (приведения) — ТП — на основе умножающего или синтезаторного кольца ИФАП.

При проектировании ТП умножающего кольца ИФАП следует учитывать, что он вносит существенный вклад в преобразование и усиление шумов ССЧ [2,7].

Цель настоящей статьи — сравнительный анализ трактов приведения активных цифровых синтезаторов частот.

Отметим, что на качество синтезируемого (умножаемого) колебания значительное влияние оказывают низкочастотные флуктуации и шумы, т.е. приходящие с опорным колебанием побочные спектральные составляющие (ПСС), формируемые операционными узлами синтезатора.

Прямое умножение с большой кратностью низкочастотного опорного колебания (выходной частоты ПЦС) ^опНЧ нежелательно вследствие значительного ухудшения спектрального состава выходного колебания ССЧ с частотой _/выхВЧ, поскольку в N раз возрастают помехи (шумовые и дискретные ПСС) исходного колебания ^опНЧ; здесь N — параметр тракта приведения умножающего кольца ИФАП. Как правило [7, 8], под дискретными ПСС (ДПСС) понимают помехи, отличающиеся от выходного колебания _/выхВЧ на частоту, кратную шагу сетки к ДПСС относят и комбинационные составляющие на выходе смесителей (сумматоров частот).

Рассмотрим варианты построения трактов приведения цифровой ССЧ на основе кольца ИФАП. Будем считать, что ТП входит в структуру кольца ИФАП, которая имеет один (сигнальный) вход для частоты опорного колебания _/опВЧ и один (сигнальный) выход для частоты синтезируемого колебания ,/выхш (рис. 1). Дополнительные сигналы, например колебание с частотой в рассматриваемых далее ТП когерентны величинам _/опВЧ и ,/выхш.

На рис.1 приняты следующие обозначения: ПГ — перестраиваемый генератор (генератор, управляемый либо напряжением, либо током); ЧФД — частотно-фазовый детектор; петлевой ФНЧ — фильтр нижних частот (предназначен для фильтрации помех, приходящих с

частотой РопНЧ, и фильтрации гармоник частот — и РопНЧ); КА — конечный автомат (цифровое устройство, переключающееся в дискретные моменты времени и имеющее конечное число устойчивых состояний, т.е. обладающее конечной памятью); РКА — тактовая частота на входе КА; РТП — частота на выходе тракта приведения (входе ЧФД); Я — параметр КА, коэффициент передачи по частоте тракта опорного колебания; Упр.1, 2 — цифровые входы (шины) управления операционными узлами синтезатора (являются служебными и на общность рассмотрения схемы не влияют).

/вь

Тракт приведения

ПГ

От ПГ

±

РКА ~/вы

Г ± ^Я

КА1 ( N )

Упр.1

Петлевой ФНЧ

-тп = -КА^

ЧФД

ропНЧ = /опВЧ/Я

/от.

КА2 ( :Я )

Упр. 2

Рис. 1

Введем дополнительные параметры, используемые в дальнейшем для сравнения различных вариантов ТП колец ИФАП:

N = /выхВЧ/р8 (эквивалентный коэффициент умножения ТП);

Nш = /в^1хВЧ/РопНЧ (коэффициент умножения помех (шумов));

Кк = N3/(коэффициент, характеризующий качество ТП).

При активном цифровом синтезе частот кольцо ИФАП с помощью конечного автомата приводит частоту

/выхВЧ £ {(/тах • • • /тт) П (п—;) П РопНч} (1)

к частоте РопНЧ таким образом, чтобы выполнялось условие когерентности. Условие (ква-зи)когерентности для синтезаторной системы ИФАП можно записать в виде

(Д/выхВч)/(АРопНч) = (/выхВч)/(РопНч) = N

(в статистическом смысле — на интервале наблюдения), где АРопНЧ и А/выхВЧ — отклонение частот соответственно опорного и выходного колебания от номинального значения.

В качестве КА обычно используют счетчики импульсов — делители с переменным (целочисленным) коэффициентом деления (ДПКД) или делители с дробно-переменным коэффициентом деления (ДДПКД). Иногда в качестве КА применяют пассивные цифровые синтезаторы частот [6, 7]. При этом коэффициент Я = P/Q, где Р — емкость накапливающего сумматора (НС), его модуль, а Q — число, записанное на его вход. Используют также ПЦС, построенные на основе ДДПКД.

Выражение для выходной частоты умножающего (синтезаторного) кольца ИФАП можно записать в виде

/выхВЧ = fопВчN/Я = FопНчN.

Возможны три варианта построения тракта приведения частоты ПГ к частоте сравнения — аналоговый, цифровой или цифроаналоговый.

В первом случае ТП реализуется в виде аналогового перемножителя — сумматора частот (смесителя). При этом N=1 и кольцо ИФАП, строго говоря, является фильтрующим, а не синтезаторным. Его можно использовать для вложения сеток (мелкой сетки в крупную)

в рамках структуры ССЧ, а также для переноса колебания синтезируемой частоты в требуемый диапазон [9]. Действительно, /выхвч = Fka ± F = ^шнч^ ± Fa; если Fд > Fka, то на выходе кольца ИФАП наблюдается инверсия спектра.

Во втором случае ТП реализуется в виде конечного автомата. Кольцо ИФАП с цифровым ТП является синтезаторным, что позволяет перестраивать выходную частоту с требуемым шагом. КА может быть составным: в начале тракта — быстродействующий счетчик импульсов с небольшим постоянным коэффициентом деления (например, в H раз), а далее — основной КА с коэффициентом деления N. Тогда шаг сетки синтезируемых частот Fs увеличивается в H раз, а эквивалентный коэффициент деления N = HN. Подчеркнем, что такое решение вынужденное и связано с недостаточным быстродействием основного КА.

В третьем случае частота Fka понижается с помощью аналогового смесителя. Построение цифроаналоговых ТП осуществляется в СВЧ-диапазонах в тех случаях, когда быстродействие цифровой элементной базы ДПКД недостаточно для приведения частоты,/выхш к частоте FOTH4 [1, 6]. Кроме того, такое построение ТП позволяет уменьшить коэффициент умножения помех, приходящих с опорным колебанием, что существенно при формировании прецизионных колебаний.

Введение дробности в ДПКД тракта приведения при изначальном значении FS уменьшает требуемый коэффициент деления N + Q/Р, что обеспечивает снижение уровня шума выходного колебания синтезатора.

Отметим следующий важный факт: элементы кольца ИФАП — формирователи импульсов, накапливающие сумматоры, ДПКД (ДДПКД), ЧФД — генерируют собственные, как правило, низкочастотные шумы; эти шумы попадают в полосу прозрачности кольцаf и в полосе расстроек от 0 до f ухудшают форму спектральной линии выходного колебания. Поэтому уровень собственных шумов синтезатора необходимо учитывать при расчете любого кольца ИФАП.

Проанализируем механизм передачи помех, приходящих с опорным колебанием, на выход кольца ИФАП. Запишем в операторной форме выражение для коэффициента передачи разомкнутого астатического синтезаторного кольца [9]:

Gn (5) = KDKvKm (s) Кф (s) -L = 9N1,

где G1(s) — операторный коэффициент передачи разомкнутого кольца с единичной обратной связью (N=1); KD = 1/2п — статический коэффициент передачи ЧФД; Kv=,/выхш тах - ,/выхш min = = Snr E — полоса перестройки ПГ, здесь Snr — крутизна управляющей характеристики ПГ,

1 + ST

E — размах управляющего напряжения на входе ПГ; KH (s) =-и — операторный коэф-

sTD

фициент передачи изодромного (дифференцирующего) звена, здесь Ти — постоянная времени изодромного звена, TD — постоянная времени ЧФД; Kф (s) — операторный коэффициент передачи петлевого фильтра нижних частот.

Для предварительного (качественного) анализа фильтрующих свойств кольца ИФАП принято считать, что петлевой ФНЧ отсутствует и ^(s)=1. Характеристики бесфильтрового кольца с единичной обратной связью наиболее просты в построении и наглядны при анализе.

Коэффициент передачи фазовых шумов v опорного сигнала на выход замкнутой системы ИФАП с единичной обратной связью (ОС) можно представить в следующем виде:

, ч 0 Gi (s)

°1v(s) = - = -TtGM ' (2)

v 1 + G1 (s)

где 0 — фазовые шумы на выходе замкнутого кольца ИФАП.

Логарифмические амплитудно-частотные характеристики (ЛАХ) С^) и Ф1у^) приведены на рис. 2, где /и =1/Ти — частота изодромного звена; /ф — частота среза петлевого ФНЧ. Цифрами обозначены нормированные к единичной крутизне (единичная крутизна равна 6 дБ/окт или, что то же самое, 20 дБ/дек) участки асимптотических ЛАХ [10, 11].

С1/)

Рис. 2

Анализ рис. 2 и формулы (2) показывает, что для помех, приходящих с опорным колебанием, кольцо ИФАП является фильтром нижних частот с частотой/ и коэффициентом передачи в полосе прозрачности кольца, равным единице. Иными словами, кольцо ИФАП с единичной ОС не усиливает помехи, приходящие с опорным колебанием. Крутизну следящего фильтра на основе кольца ИФАП можно увеличивать, повышая порядок петлевого ФНЧ, обеспечивая при этом необходимый запас по фазе на частоте /и.

Для умножающего кольца формула (2) изменится:

_ С1( _ См (л)

+СМ 1+Сы (л)

Соответствующий формуле (3) график показан на рис. 3, здесь же для сравнения пунктиром приведен график С/ для кольца с единичной обратной связью. \ *

СМ \

1

(3)

Сх(/)

Фм,/)

20 ^ Мш «

' ^ = ^^

.....Ь-ч, 1 \ | **

РопНч/2

20 1§! N

/п

м

/п1

Рис. 3

Представленные графики (рис. 2, 3) и формулы (2), (3) показывают, как изменяются фильтрующие свойства кольца при неединичной обратной связи. Вывод заключается в том, что кольцо ИФАП в Мш раз умножает низкочастотные флуктуации опорного колебания [7, 8],

попадающие в полосу его прозрачности fn; поэтому необходимо стремиться к минимизации коэффициента деления N в цепи обратной связи кольца ИФАП.

Рассмотрим способы уменьшения коэффициента умножения помех Nm при обеспечении требуемого значения Fs в диапазоне выходных частот.

Задача минимизации уровня помех, приходящих с опорным колебанием, сводится не только к выбору элементной базы, но, прежде всего, к оптимизации построения ТП.

Тракт приведения синтезаторного кольца ИФАП (см. рис. 1) реализуется в виде делителя частоты (ДПКД или ДДПКД) в цепи обратной связи. В кольце с ДПКД шаг FS = const и N - N - Nm, Кк = 1.

Уменьшения Nm можно достигнуть введением дробности в ДПКД, т.е. применением ДДПКД. В этом случае Fs = Лпвч/(РЩ , где Р — значение модуля дробности (емкость НС). Ограничением величины Fs (числа разрядов дробности) служит значение полосы прозрачности кольца ИФАП, т.е. Fs > f.

Уменьшить коэффициент деления ТП умножающего кольца ИФАП можно не только введением дробности, но и введением дополнительного колебания — частоты FR, что позволяет уменьшить требуемое значение Nm при сохранении N3. Рассмотрим данный подход подробнее.

Формулу (1) можно переписать в виде Ne(Nmax ••• Nmin), что позволяет сделать вполне определенный вывод: коэффициент деления N в синтезаторном кольце ИФАП можно уменьшить лишь до Ne{(Nmax- Nmin) •.. 1}. Для этого необходимо ввести в ТП синтезаторного кольца частоту FR, когерентную выходному колебанию (рис. 4).

Fо,

Петлевой ФНЧ

ЧФД КА1

и

Тракт приведения

^КА2 =fвы

Упр.1

± F„

ПГ

1ъъ

Упр. доп

± ка2

<Jnh Упр. 2

F„

F,

опНЧ доп

ССЧд

Рис. 4

Частоту можно сформировать либо умножением частоты Уопвч, либо с помощью алгебраических преобразований частот, формируемых внутри структуры ССЧ. При больших кратностях умножения, что характерно для СВЧ-синтеза, наилучшим решением является использование дополнительной петли синтезаторной ИФАП. Однако при широкополосном синтезе выигрыш от введения частоты Рд уменьшается. Поэтому для ее формирования применяют дополнительный синтезатор с крупным шагом и перекрытием по частоте, таким же, как и в основном кольце. В рассматриваемых синтезаторных кольцах значение Ыш можно минимизировать применительно к конкретным задачам и требованиям.

Возможен другой — нониусный целочисленный — вариант построения тракта приведения цифрового синтезатора частоты (рис. 5) [12]. В этом случае частоту _/выхВЧ путем деления уменьшают в Ь и М раз, а затем вычитают, получая на выходе смесителя разностную частоту ^опНЧ.. Коэффициент становится меньше коэффициента Ыэ. В этом случае частота опорного колебания умножается в ЬМ раз, а помехи, приходящие с опорным колебанием, — в М раз (М>Ь). Одновременно величина ^ возрастает в Кк раз и становится неравномерной по диапазону. При

нониусном целочисленном варианте построения ТП коэффициент шума по верхней оценке практически не изменяется по сравнению с классическим ТП на основе ДПКД (ДДПКД), но эквивалентный коэффициент деления N3 увеличивается в соответствии с выражением

N3 = . ; Nm = max {L,M}; Кк = min {L,M}.

L - M

Наибольший практический интерес представляет случай M = L + A. Тогда N3 =

LM

L(L + A)

. При A = 1 N3 = LM = L(L +1), Nm = L +1, Кк = L.

Тракт приведения

/ъъ

К ЧФД

Рис. 5

Следует отметить, что уровень шума на выходе нониусного целочисленного ТП (см. рис. 5) будет выше на 3 дБ, чем шумы на выходе обычного ТП (см. рис. 1), если шумы на выходе делителя Ь и делителя М статистически независимы, а амплитуды их сигналов равны.

В табл. 1 приведены значения Ыэ, Ыш и Кк для некоторых пар значений Ь и Ь+1 при но-ниусном целочисленном варианте построения тракта приведения.

_Таблица 1

L L+1 N3 Nm Кк

2 3 6 3 2

3 4 12 4 3

4 5 20 5 4

5 6 30 6 5

6 7 42 7 6

7 8 56 8 7

8 9 72 9 8

9 10 90 10 9

10 11 110 11 10

16 17 272 17 16

32 33 1056 33 32

Во всех вариантах нониусного ТП между выходом смесителя и входом ЧФД можно включать пассивный цифровой синтезатор (КА1) с коэффициентом деления Р^, а коэффициенты Ми N зафиксировать (рис. 6). Значение Ыш увеличится в P/Q раз, но коэффициент Кк останется прежним. Шаг сетки синтезируемых частот и его неравномерность будут практически полностью определяться возможностями ПЦС.

Возможен и другой вариант построения тракта. Делитель опорного колебания Я заменяют на ПЦС при постоянных значениях М и N. В этом случае кольцо выполняет функцию высокократного умножителя выходной частоты ПЦС, а требуемый шаг сетки реализуют с помощью ПЦС в Я-тракте (КА2): см. рис. 6.

Нониусный ТП можно видоизменить путем введения дробности в одну из его ветвей (см. рис. 6). Суть метода заключается в параллельном делении частоты _/выхВч и взаимном вычитании полученных результатов:

^ТП - /выхВЧ I — —

N M + A/В,

Примем коэффициент деления первого нониусного делителя равным N, а коэффициент второго (дробного) нониусного делителя — равным M + А В. В общем случае эквивалентный коэффициент деления нониусного тракта

MB + A - т

N =-.

э N (МВ + A)

Наиболее интересен частный случай: M=N=B, A=l. Тогда

Nэ = NN +1), ^ = N + N - N, Кк =

В результате выходная частота синтезатора

N21 N + —

N+1

N

Е1 = N2.

2

ЛыхВЧ = /опНЧNэ = ЛпНЧN(N + 1) .

ПГ

/ъъ

: N

Fо,

/оп

±

М+А/В

Fт

КА1

ТГ

ЧФД

Fт

Упр. 1

КА2

Fо,

Т

Упр. 2

Петлевой ФНЧ

Рис. 6

Заметим, что шаг сетки частот Fs при изменении N увеличивается по квадратичному закону по сравнению с „классическим" синтезом. Преимущество данного метода заключается, во-первых, в практически одинаковом умножении фазовых шумов (в N раз) по сравнению с целочисленным нониусным ТП и, во-вторых, в N раз увеличенном N3. Это обстоятельство существенно при широкополосном синтезе частот. Использование в качестве КА пассивного синтезатора ПЦС (см. рис. 6) позволяет не только дополнительно минимизировать коэффициент умножения помех, но и синтезировать выходную частоту с практически любым шагом сетки. Результаты расчета основных параметров нониусного дробного ТП для различных коэффициентов N приведены в табл. 2.

Таблица 2

N N. Кк

3 30 3 9

4 68 4 16

5 130 5 25

6 222 6 36

7 350 7 49

8 520 8 64

9 738 9 81

10 1010 10 100

32 32 800 32 1024

64 262 208 64 4096

Возможен еще один вариант построения нониусного дробного ТП, который предпочтителен при СВЧ-синтезе (рис. 7). Такое решение целесообразно при недостаточном быстродействии двухмодульных прескалеров, требуемых для построения дробных делителей нониуса.

Делитель H может отсутствовать. Наибольший интерес представляет вариант ТП с N = PS, тогда N3 = HMN (S + 1/M) и Nm = HN ~ HPS.

Выход ТП

Рис. 7

Результаты анализа рассмотренных вариантов построения тракта приведения кольца ИФАП позволяют сделать следующие выводы:

— все дополнительные колебания, вводимые в синтезаторное кольцо ИФАП, должны быть когерентны опорному колебанию;

— введение частоты в тракт приведения позволяет уменьшить коэффициент умножения помех, приходящих с опорным колебанием, в пределе до величины Ытак - при этом Ыэ = Ыш;

— использование нониусного целочисленного преобразования в ТП позволяет уменьшить коэффициент умножения помех, приходящих с опорным колебанием, при сохранении заданного коэффициента деления, при этом Ыэ > Ыш;

— применение нониусного дробного ТП позволяет значительно уменьшить коэффициент умножения помех, попадающих в полосу прозрачности кольца ИФАП.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Галин А. С. Диапазонно-кварцевая стабилизация СВЧ. М.: Связь, 1976. 256 с.

2. Левин В. А., Малиновский В. Н., Романов С. К. Синтезаторы частот с системой импульсно-фазовой автоподстройки частоты. М.: Радио и связь, 1989. 232 с.

3. Шахгильдян В. В., Пестряков А. В. Тенденции развития техники синтеза частот для телекоммуникационных систем и устройств // Электросвязь. 2003. № 11. С. 74—78.

4. Григорьев В. В. и др. Импульсные системы фазовой автоподстройки частоты. Л.: Энергоатомиздат, 1982. 88 с.

5. Леонов Г. А., Селеджи С. М. Системы фазовой синхронизации в аналоговой и цифровой схемотехнике. СПб: Невский Диалект, 2002. 112 с.

6. Рыжков А. В., Попов В. Н. Синтезаторы частот в технике радиосвязи. М.: Радио и связь, 1991. 264 с.

7. Шапиро Д. Н., Паин А. А. Основы теории синтеза частот. М.: Радио и связь, 1981. 264 с.

8. ЗарецкийМ. М., МовшовичМ. Е. Синтезаторы частоты с кольцом фазовой автоподстройки. Л.: Энергия, 1974. 256 с.

9. Никитин Ю. А. Частотный метод анализа синтезаторной системы импульсно-фазовой автоподстройки частоты. Часть 3 // Современная электроника. 2007. № 9. С. 68—73.

10. Макаров И. М., Менский Б. М. Линейные автоматические системы. М.: Машиностроение, 1977. 464 с.

11. Кузовков Н. Т. Теория автоматического регулирования, основанная на частотных методах. М.: Оборонгиз, 1960. 447 с.

12. Sadowski B. A Self-offset phase-locked loop // Microwave J. 2008. Vol. 51, N 4. P. 116—124.

Сведения об авторе

Юрий Александрович Никитин — канд. техн. наук; Филиал ФГУП НИИ радио — Ленинградский отраслевой

НИИР, Санкт-Петербург; ст. науч. сотрудник; E-mail: [email protected]

Рекомендована Институтом Поступила в редакцию

01.02.11 г.