CC BY
34
Раздел IV СХЕМОТЕХНИКА ДИСКРЕТНО-АНАЛОГОВЫХ И ЦИФРОВЫХ ФИЛЬТРОВ
УДК 621.372.54
А.М.Даничев, А.И.Касьянов Методика схемотехнического проектирования волновых фильтров с переключаемыми конденсаторами
Проблемы проектирования фильтров с переключаемыми конденсаторами
І.ФПК), моделирующих волновые уравнения наесишіьіх прототипов, в отечественной литературе практически не отражены. Методы построения волновых ФПК (13ФПК), предложенные в зарубежных статьях [1], основаны на применении методики синтеза волновых цифровых фильтров, разработанной А.Фетшайсом [2J. Однако такие ФПК, непосредственно реализующие уравнения волновых адаптеров, ire получили широкого распространения, поскольку яшіяютея весьма громоздкими и имеют избыточное количество активных элементов. В силу этого задача дальнейшего развития теории синтеза волновых ФПК яшіяетея актуальной.
В работе і З і авторами настоящей спггьи предложены два новых подхода к синтезу волновых ФПК. Олин из них основан на преобразовании сигнального графа пассивного прототипа (рис.1,2) к графу с сигнальными четырехполюсниками (рис.3,4), каждый из которых характеризуется матрицей схемных о-функнин первого или второго порядка: Рис.1
АЦ/Л
о!{/.)
А і (у.)
Bi(z)
с-»-
riTj-Q Г !
г ГИ ,
Ht Г®1
>Ь j~
h — — —
Рис.2
||Тц/.)|| 1 j[T:(z)|j Й- j|T3(/.)]j |[T4(Z)|( ||T5(Z)| p(z)]j
.... 7*" ~._Т .. Г*~ -т и*~ h-»-
Bl7(z)
A17(Z)
Bl7(z)
Al7(z)
Рис.З
'Зі(г)' T\\{z) Tu(z) рчСг)
Тції) ТціХ) 2Ü)
(1)
Ниже предлагается методика схемотехнического проектирования ВФПК, основанная на реализации матриц вида (1) с помочило базового звена (рис.4). Подсхема
N па рис.5 условно содержит полный набор переключаемых конденсаторов С^-), присоединяемых к узлам i,j в интервалы ([¡аз K,L. Матрица схемных функций этого звена имеет вид
H(z)
(2)
Х,и)
У,(2)
Рис.4
Рис.5
где
V,
л11)л22) л21)Л12) -
*-'21 с23 + *--21 '-'23 ^
(-
г*Ц)а:
*-'23 с2
гЧ 12) /-{22
21 с23
22)
3 ~
М\)Л12) -1 С23 23 *
’+
//22)(;0
^11)^22) И2 1)^12) -I ь23 1'23 - ь23 Ч>3 <-^21)^11) ь2! ь23
(3)
/-< 11 )^Ч21)
Ь21 ь23
/^11)^22) (~<21)(-Ц2)„-\
Ь21 ь23 43 ь23 <-
ИШ/'Ч22) /-(21) (-(11) -1
7_и2_3 Ь21 + Чз *-21 г
Г|!
ГЧ22)
23 ~
"23 23
Вид функций Т/;(г) в равенстве (1) определяется типом ветви пассивного прототипа. Например, последовательная индуктивная ветвь характеризуется соотношением
1-7 - у- У1
У^У 1+11 1 1+ У1Х
Уг(1) -1-г:1 г/ 1;“
1+уг”! 1+ у?н
*!(г)
Х2(М
(5)
Л I
1
■где у— вещественный коэффициент [31.
Равенство (4) можно реализовать звеном рис.5, если выполняются соотношения ти(1) = Н*П)(ЛУ Г,2(3 = &П)(7)-Т21и> = И>и)(х>: Тп(г) = ап\г).
Сравнивая выражения (3) и (4), нетрудно записать систему десяти уравнений с восьмью неизвестными, имеющую множество решений. Выбирая решения, удовлетворяющие условию параунитарности, обеспечивающему минимизацию параметрической чувствительности фильтра, по- х‘;и(7л с,
лучасм схему звена рис.6. По данной методике получена библиотека звеньев, моделирующих все возможные ветви пассивных лестничных ЬС-прототипов. На рис. 7 приведена схема волнового ФПК, соответствующего прототипу рис.1.
Заметим, что данный подход позволяет реализовать функции четырехполюсников с двумя входами и выходами двухфазными ПК-звеньями на одном ОУ с одним входом и выходом. При этом входные и выходные напряжения учитываются в разные
интервалы времени, что приводит' к сокращению аппаратных затрат.
С/
ЧН
XI
±
—о
(11 V, (7.)
Рис.6
НИ
1
D ЧНг\
—(
ЧН
х
п
г,
чк
1
Hh-7'
1 С, J
ЧНл
чн
1
<ГТ>
и
:чк
1
НИ"
__1 X
' С,|
ЧЬтл
Н с12
чн
1
XI
:чк
±
ни.
X
t'lS
ЧНгл
»■ С,«,
чн
X
чн
1
,нк
I С„ ,4^
‘ С21) ,чн
-fTV
XI
±чк
1
ЧЬ-у
-fTV
1
ЧН
XI
1С2
1
нк.
, X 1
X с,.,
X
—О
”3,
I
эис.7
ЛИТЕРАТУРА
1. Kleme U. Design of Wave—SC Filters Using Building Blocks //IEEE Trans. Circuit Theory and Applications.—V. 12, 1984 p. 69-87.
2. Феттваис Л. Волновые цифровые фильтры: теория и применение. ТИИЗР, 1986. Т.74. №2. С.3.5-99.
3. Дан инее А.М., Касьянов А.И., Перфильев Ю.С. Синтез волновых фильтров с переключаемыми конденсаторами. Тез. докл.,НТК “Проблемы техники и технологам XXI века”. Красноярск, 1994. С. 14-15.
УДК 621.372.57
А.Б.Сушков, Д.Е.Морев, О.В.Поздышева
Синтез рекурсивных цифровых фильтров с линеаризованной фазочастотной характеристикой
Известные преимущества цифровых методов обработки сигналов по сравнению с ранее традиционными аналоговыми [1] обуславливают их широкое применение во многих приложениях, в частности, при построении частотно-избирательных устройств. Хотя методики их проектирования во многом уже разработаны, постоянное расширение областей применения цифровых избирательных устройств выдвигает необходимость решения новых задач. Одной из них является реализация цифровых фильтров (ЦФ) для обработки видеосигналов, например, в системах телевидения. Особенность таких фильтров состоит в требовании линейности фазо-частотной характеристики (ФЧХ) при относительно высоком диапазоне обрабатываемых часто'!'.
Задача проектирования таких фильтров на этапе аппроксимации ставится следующим образом: найти передаточную функцию ЦФ, для которого максимальное отклонение ФЧХ от линейного закона в пределах полосы пропускания [О, /х] (для фильтра нижних частот) не превышает некоторой величины Д/>тах, а затухание на граничной частоте полосы задерживания /к не ниже величины атт. Данная задача
