CC BY
33
05.13.00 ИНФОРМАТИКА, ВЫЧИСЛИТЕЛЬНАЯ ТЕХНИКА И УПРАВЛЕНИЕ
05.13.05
УДК 621.3.087.92
ИНТЕГРИРУЮЩИЙ АНАЛОГО-ЦИФРОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ, ИНВАРИАНТНЫЙ К НАПРЯЖЕНИЮ СМЕЩЕНИЯ КАНАЛА ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ВХОДНОГО СИГНАЛА
© 2017
Юрманов Валерий Анатольевич, кандидат технических наук, доцент кафедры «Информационные технологии и системы» Пензенский государственный технологический университет, Пенза (Россия) Пискаев Кирилл Юрьевич, кандидат технических наук, ст. преподаватель кафедры «Информационные технологии и системы» Пензенский государственный технологический университет, Пенза (Россия) Семенов Дмитрий Александрович, кандидат технических наук, доцент кафедры «Электрификация и автоматизация» Нижегородский государственный инженерно-экономический университет, Княгинино (Россия)
Аннотация
Введение. Информационно-измерительные системы контроля параметров изделий ответственного назначения, такие как изделия ракетно-космической техники, предъявляют повышенные требования к характеристикам используемых средств измерений. Общее число контролируемых параметров в таких системах зачастую превышает тысячу единиц, а динамический диапазон измеряемых сигналов доходит до 120 дБ.
Материалы и методы. На сегодняшний день наилучшей совокупностью характеристик по точности, надежности, простоте реализации, при удовлетворении требований по быстродействию, обладают средства измерений, в которых в качестве базовых преобразователей используются интегрирующие аналого-цифровые преобразователи. Для эффективной работы ИИС с большими объемами разнородных данных АЦП должен иметь широкий набор функциональных возможностей, в том числе автоматизированную адаптацию к подавлению различных неинформативных составляющих преобразуемых сигналов от внутренних и внешних источников шумов.
Результаты. Задача улучшения фильтрующих свойств интегрирующих АЦП по отношению к внутренним шумам является существенно сложнее, чем обеспечение инвариантности к внешним помехам. В интегрирующих АЦП она реализуется благодаря пространственному разделению полезного сигнала и шума, путем преобразования полезного сигнала в соответствии с некоторой простейшей единичной весовой функцией (ЕВФ). При этом целесообразно разбиение всей задачи на две части: улучшение фильтрующих свойств по отношению к низкочастотным составляющим спектра собственных шумов (в первую очередь к напряжению смещения) и по отношению к шумам во всей полосе частот. В работе раскрыта сущность метода на примере простейшего алгоритма, иллюстрируемого временной диаграммой, которая отражает процесс изменения напряжения на выходе интегратора, т. е. формирование при реализации данного алгоритма обобщенной развертывающей функции (ОРФ).
Обсуждение. Для подтверждения преимущества данного алгоритма указана абсолютная погрешность, исключающая необходимость какого-либо подбора параметров элементов, определяющих значение ип1 и т и принятие мер по обеспечению их стабильности.
Заключение. Предложен набор алгоритмов интегрирующего аналого-цифрового преобразования, отвечающих решению первой части поставленной задачи. Важным достоинством разработанного алгоритма является то, что при однополярном опорном напряжении и отсутствии необходимости введения смещения обеспечивается возможность преобразования напряжений обеих полярностей.
Ключевые слова: информационно-измерительные системы, ракетно-космическая техника, аналогово-цифровые преобразователи, единичная весовая функция, обобщенная развертывающая функция.
Для цитирования: Юрманов В. А., Пискаев К. Ю., Семенов Д. А. Интегрирующий аналого-цифровой преобразователь, инвариантный к напряжению смещения канала преобразования входного сигнала // Вестник НГИЭИ. 2017. № 5 (72). С. 17-25.
INTEGRATING ANALOG-TO-DIGITAL CONVERTERINVARIANT TO THE BIAS VOLTAGE CHANNEL OF CONVERSION OF INPUT SIGNAL
© 2017
Yurmanov Valerii Anatolievich, the candidate of technical sciences, the associate professor of the chair «Information technologies and systems» Penza State Technological University, Penza (Russia) Piskaev Kirill Yurievich, the candidate of technical sciences, the senior lecturer of the chair «Information technologies and systems»
Penza State Technological University, Penza, (Russia) Semenov Dmitry Alexandrovich, the candidate of technical sciences, the associate professor of the chair «Electrification and automation» Nizhny Novgorod State engineering-economics university, Knyaginino (Russia)
Introduction. Information-measuring systems for controlling of the critical products parameters, such as products of rocket and space technology, raise the requirements for the characteristics of the measuring instruments used. The total number of controlled parameters in such systems often exceeds one thousand units, and dynamic range of measured signals reaches 120 dB.
Materials and Methods. Nowadays the best set of characteristics for accuracy, reliability, ease of implementation, when meeting the requirements for speed, have measurement tools in which integrating analog-to-digital converters are used as base converters. For effective operation of IMS with large volumes of heterogeneous data, the ADC should have a wide range of functional capabilities, including automated adaptation to suppression of various noninformative components of the converted signals from internal and external sources of noise.
Results. The task of improving filtering properties of integrating ADCs with respect to internal noise is much more complicated than ensuring the invariance to external interference. In integrating ADCs, it is realized due to the spatial separation of the useful signal and noise, by converting useful signal in accordance with some simplest single weight function (SWF). In this case, it is expedient to divide entire problem into two parts: improving the filtering properties with respect to low-frequency components of the spectrum of intrinsic noise (primarily to the bias voltage) and with respect to noise in the entire frequency band. The essence of the method is disclosed in the work with the example of the simplest algorithm, illustrated by the time diagram, which reflects the process of voltage variation at the integrator output, i. e. formation of a generalized deployment function (RDF) when implementing this algorithm.
Discussion. To confirm the advantage of this algorithm, an absolute error is indicated, which excludes the need for any selection of the parameters of elements that determine the value of Un1 and t and taking measures to ensure their stability.
Conclusions. A set of algorithms for integrating an analog-to-digital transformation that meet the solution of the first part of the problem is proposed. An important advantage of developed algorithm is that with unipolar reference voltage and the absence of the need to introduce bias, it is possible to convert the voltages of both polarities.
Key words: information-measuring systems, rocket and space technology, analog-to-digital converters, single weight function, generalized deployment function.
Annotation
Введение
С целью обеспечения требуемой точности и быстродействия необходим грамотный подбор алгоритма и параметров функционирования преобразователя для каждого конкретного потока информации, и контроль его работы в течение всего времени эксплуатации [7]. С другой стороны, высокая сложность объектов контроля, состоящих из многих разнородных компонентов и использующих в процессе своего функционирования явления различной физической природы, приводит к наличию большого числа контролируемых параметров (в среднем более 1 500 для летательных аппаратов и в несколько раз больше для наземных комплексов).
Для эффективной работы ИИС с такими объемами разнородных данных необходимо иметь
унифицированные АЦП, устройство первичной обработки и устройство передачи данных. Очевидно, что унифицированный АЦП должен иметь широкий диапазон изменения параметров преобразования и набор функциональных возможностей [8; 9]. Под функциональными возможностями в данном аспекте следует понимать автоматизированную адаптацию преобразователя к подавлению различных неинформативных составляющих преобразуемых сигналов (от внутренних и внешних источников шумов), режимы самодиагностики и самокалибровки, и т. д. [10; 11].
Материалы и методы
Обеспечить подавление внутренних шумов существенно сложнее, чем внешних помех. Это объясняется тем фактом, что спектры шумов и полезного сигнала перекрываются, а для решения задачи подавления собственных шумов необходимо обеспечить различие частотных характеристик трактов прохождения полезного сигнала и шума, причем каждому тракту предъявляются свои требования. Полезный сигнал необходимо преобразовать с минимальными потерями информации, а тракт прохождения шума должен обеспечить его максимальное подавление [1; 12; 13].
В интегрирующих АЦП (ИАЦП) такая возможность имеется благодаря пространственному разделению полезного сигнала и шума (они имеют разные точки приложения в тракте преобразования).
Для этого достаточно подвергнуть полезный сигнал преобразованию в соответствии с некоторой простейшей единичной весовой функцией (ЕВФ). Однако решенная в теоретическом плане задача эффективной фильтрации собственных шумов ИАЦП во всей полосе частот с помощью гребенчатых ЕВФ в виде многократно повторенных элементарных (например, в виде первой разности) ЕВФ до сих пор практически не реализована. Наиболее очевидный путь реализации таких ЕВФ, состоящий в многократном суммировании ряда последовательных результатов преобразования развертывающей функции, осуществляемой в соответствии с элементарной ЕВФ, нецелесообразен из-за накопления погрешности квантования [1; 4; 5]. Поэтому единственной альтернативой является реализация гребенчатых ЕВФ в аналоговом виде [1; 13].
Для точного воспроизведения ЕВФ ge(t) в виде первой разности от интегральных значений напряжения шумов необходимо, чтобы конечные точки обобщенной развертывающей функции ОРФЛ(0 имели одинаковые координаты относительно начала каждого цикла. Что касается ординат этих точек, то их равенство выполняется всегда с точностью до порога чувствительности компаратора. Равенство абсцисс означает равенство длительностей циклов [12; 13].
Один из возможных вариантов формирования соответствующей ОРФЛ(0 представлен на рисунке 1.
и, В
-ио+ес
& 1с
Рисунок 1 - Вариант формирования обобщенной развертывающей функции
В первом такте, в соответствии с рисунком 1, за фиксированное время Т0 = Т интегрируют измеряемое напряжение их совместно с напряжением смещения ес тракта преобразования. После этого осуществляют списывание до нуля накопленного интеграла путем интегрирования опорного напряжения и0. Как следует из временной диаграммы (рисунок 1), в течение интервала времени t2\ = Т1+Т2 = Т процесс описывается выражением:
вс(Т1 +Г2)+ихг1 -и0г2 = 0. (1)
Далее осуществляют поочередное интегрирование напряжения смещения ес и опорного напряжения и0, причем интервал Т2г+1 (/ = 1, 2, 3, ..., п) интегрирования смещения ес каждый раз задают меньше оставшейся части Тост суммарного интервала времени 4 - t2 = Т1+Т2 = Т на величину к = (етт1и()), где етах - максимальное значение напряжения смещения для используемой элементной базы в заданном тем-
пературном диапазоне работы устройства. Для 7 = 1 значение Тост = 4 - ¿2 = Т. В соответствии с этим длительность Т3 = (1 - к)Т, для 7 = 2 длительность Т5 = (1 - к)Тост2 = (1 - к)(Т- Т3 - Т4). На рисунке 1 показаны только два интервала. Этот процесс продолжается до тех пор, пока оставшийся интервал Тост7 не станет пренебрежимо малым.
Процесс в течение суммарного интервала времени [¿2; 4] описывается соотношением:
п
вс (т + т2)-ц ^ = 0, (2)
1=2
где п - число интервалов интегрирования напряжения смещения.
Вычитая из выражения (1) выражение (2), получим функцию преобразования:
п ТТ
Т-1т, = Ц^т • (3)
1=2 и0
Выражение (3) показывает, что напряжение смещения ес не оказывает влияния на точность измерения напряжения их, если точно выполняется равенство tk - Ь = Т1 + Т2 и разность (4 - (где Ь7 -момент окончания последнего информативного интервала времени Т27) равна нулю.
Первое условие обеспечивается с точностью до периода квантующих импульсов, с помощью которых формируются интервалы времени Т1 и Т2. Применение кварцевых генераторов частоты позволяет реально снизить эту погрешность до уровня не более 10-6 %.
Второе условие связанно с количеством п числа повторений операций интегрирования напряжения смещения ес на интервале tk]. Для определения этого числа п можно написать следующие очевидные соотношения. Если условно принять длительность суммарного интервала времени Т1 + Т2 за единицу (Т1 + Т2 = Т = 1), то после первой операции интегрирования напряжения смещения и списывания накопленного интеграла опорным напряжением до нуля для оставшейся части единичного интервала будет справедливо соотношение ТостЛ < кТ, после второй операции - Тост.2 < к2Т, после третьей операции -Тост.3 < к3Т, в общем случае - Тост.п < кпТ. Задавая допустимое значение погрешности А (погрешности задания суммарного интервала времени) и учитывая, что Т = 1, получаем уравнение для достаточного количества числа п операций интегрирования напряжения смещения кп = А, откуда п = ^А/^к.
Результаты
Для определения конкретных значений п необходимо выбрать тип элементной базы. Возьмем, например, инструментальный усилитель /№4118 фирмы TexasInstruments сетах ~ 100^10-6 В в гарантированном фирмой-изготовителем диапазоне температур. В этом случае для предела измерения
1 В (и0 = 1 В) значение к1 = 10-4, для предела 10-1 В к2 = 10-3, для предела 10-2 В к3 = 10-2, для предела 10-4 В к4 = 10-1. Для значения погрешности А = 10-6 соответственно получим п < 2, п2 = 2, п3 = 3, п4 = 6, т. е. приемлемое с практической точки зрения число итераций [14].
Предложенный алгоритм ИАЦП не свободен от недостатков, а именно:
1. Алгоритм предназначен для преобразования сигналов одной полярности. Возможные пути преодоления этого недостатка сводят на нет отмеченные выше достоинства. Например, с введением дополнительной операции определения полярности входного сигнала резко повышаются требования к порогу срабатывания сравнивающего устройства (его допустимое отличие от нулевого значения не должно превышать порога чувствительности). Далеко не тривиальной в этом случае является задача обеспечения симметрии двухполярного опорного напряжения на уровне класса точности. Альтернативный вариант заключается во введении начального смещения, равного верхнему пределу преобразуемого напряжения [15], что эквивалентно искусственному увеличению собственного напряжения смещения на эту же величину и резко повышает требования к точности воспроизведения единичной весовой функции (ЕВФ) ge(t)•
2. На большей части цикла значения обобщенной развертывающей функции (ОРФ) близки к нулевому уровню, что повышает вероятность ложных срабатываний сравнивающего устройства даже при воздействии помех малого уровня, например, от коммутационных выбросов при подключении опорного напряжения.
Отмеченные недостатки представляются естественными и неизбежными при попытке решить проблему в рамках привычных представлений или традиционных концепций о сущности уравновешивающего интегрирующего преобразования, предполагающего обязательное условие получения нулевого приращения ОРФ за цикл преобразования.
Большинство возникающих при этом противоречий оказались легко разрешимыми при отказе от данного условия, что и нашло свое воплощение в предлагаемом методе интегрирующего преобразования с фиксированным приращением ОРФ.
Рассмотрим сущность метода на примере простейшего алгоритма, иллюстрируемого временной диаграммой представленной на рисунке 2, а, которая отражает процесс изменения напряжения на выходе интегратора, т. е. формирование при реализации данного алгоритма ОРФ. На каждом характерном участке ОРФ нанесено обозначение интегрируемых величин, определяющих наклон ОРФ на соответствующем интервале времени, что исключа-
вательности выполняемых операций.
а) Т"- Т ' = +
,_^хТо , всТо(2вс -иоГ) е2си^
и
и + ес )2 и0(и0 + ес)
, где ипг = и0Т0 (1+ У).
б) Т1"+ Т2"-Т1'-Т2' = иХТо + еСТо(4и и) -егде итт = и0Т0(1 + г);
и
и:
и2
в) Т"+Т"- Т- Т'-ихТо+еШ-Ц.
1 2 1 2 ио иа(иа + ес )2
Рисунок 2 - Временные диаграммы и функции преобразования набора алгоритмов ИАЦП с фиксированным приращением ОРФ
Процесс преобразования осуществляется в два цикла. Основная особенность алгоритма состоит в том, что в каждом цикле ОРФ получает фиксированное приращение, определяемое уровнем срабатывания сравнивающего устройства.
Процесс преобразования описывается следующими очевидными уравнениями:
(4)
ихти ес (То + V) .
1 о + 1 1 + - и п '
т т т
ес (Т1"+ V) , ио Г2"
- и
(5)
т т
где ес - напряжение смещения канала преобразования, приведенное к его входу.
Реализация алгоритма предполагает выполнение равенств:
V = V, (6)
Т2" = То. (7)
Последнее приближенное равенство определяет выбор параметров т и ип из условия:
ио То = ит . (8)
Учитывая, что реально условие (8) может быть выполнено лишь приближенно, при решении системы уравнений (4) и (5) будем полагать, что
ипт = иТ0 (1 + у), (9)
где величина у характеризует погрешность реализации условия (8). С учетом сказанного получим следующую характеристику преобразования:
т»-Т' = ЦТ±+ есТо(2еа -ЦоГ) еСЦТ
2- — =" " " ^ - Цо(Ц 0 +ес)2
Ц
' о (Цо ~^ес%) Ц о(Ц о 1 ес)
Дадим численную оценку погрешности от влияния напряжения смещения при одинаковых условиях (и0 = 10 В, ихн = и0, ес = 0,01В). С учетом того, что реально без применения каких-либо прецизионных элементов легко обеспечить у = 1 %, абсолютная погрешность не превышает 0,001 Т0 и 0,00001 Т0 соответственно для известного и предлагаемого алгоритмов.
Однако достоинства разработанного алгоритма далеко не ограничиваются снижением рассмотренной погрешности. Не менее важным является то, что при однополярном опорном напряжении и отсутствии необходимости введения смещения в данном случае обеспечивается возможность преобразования напряжений обеих полярностей (поведение ОРФ в начале цикла при преобразовании напряжения противоположной полярности на графике показано пунктиром). Признаком изменения полярности их является изменение знака разности интервалов Т2"-Т' на противоположный. Кроме того, к сравнивающему устройству предъявляется весьма нежесткое требование кратковременной стабильности порога срабатывания (в течение времени одного цикла преобразования). Аналогично алгоритм обеспечивает инвариантность результата преобразования к начальным уровням напряжения на выходе интегратора, единственное требование - одинаковость этого уровня в двух соседних циклах. Наконец, независимость от уровня преобразуемого напряжения практически полностью исключает вероятность ложного срабатывания сравнивающего устройства от коммутационных помех, для этого достаточно надлежащего выбора соотношения ихн и и0 (ихн<и0).
Для уменьшения требований к точности выполнения условия (11) можно несколько видоизменить рассмотренный алгоритм (см. диаграмму б рисунка 2). Как видно, отличие алгоритма состоит в том, что вводится дополнительный пороговый уровень ип2 и, кроме того, в первом цикле - участок интегрирования напряжения смещения длительностью ДТ0, выбирается из соотношения:
2еТ
Д Т =-
(11)
где ет - максимально возможное напряжение смещения.
Эта формула определяет минимально допустимое значение ДТ0. При меньшей длительности ДТ0 в случае отрицательного значения ет не может быть выполнена определяемая временной диаграммой последовательность операций (достижение накопленным интегралом меньшего порогового уровня во втором цикле произойдет позже момента,
отстоящего от начала второго цикла на интервал Т0 + ДТ0 + ТГ).
Обсуждение
Для подтверждения преимущества данного алгоритма укажем, что при тех же исходных данных (и0 = 10 В, ихн =и0, ес = 0,01 В) абсолютная погрешность не превышает значения ДТ = 10-7Т0 даже при значении у = 10 %, что исключает необходимость какого-либо подбора параметров элементов, определяющих значение ип1 и т и принятие мер по обеспечению их стабильности.
Изменяя последовательность операций интегрирования величин во втором цикле, как это показано на временной диаграмме в рисунка 2, можно полностью снять ограничения на выбор значений ип и т, определяемые соотношением (8). Данный алгоритм при ранее указанных условиях обеспечивает получение абсолютной погрешности от влияния напряжения смещения, не превышающей значения ДТ = 10-6Т0.
Таким образом, предлагаемый метод представляет весьма широкие возможности в выборе средств обеспечения точной реализации единичной весовой функции.
Разработанный метод в отличие от известных [1; 16; 17; 18; 19; 20; 21], предполагающего обязательное условие получения нулевого приращения обобщенной развертывающей функции (ОРФ) за цикл преобразования, описывается системой уравнений:
1 % 1 % 1 %
— I (г)«* (№+—1 §е '(г)е(г)йг+—% gо()и(>А=Яп;
-X ц'
"о г,'
—-1 ^^ "(г)ет+1Г gо "(г)Цойг = Яп (12)
е г "
гн
о г„"
из которой может быть в обобщенном виде определена характеристика преобразования:
г1
% gо(г)dг = Хг I gx(г)и*(г)йг+) ^^^^г, (13)
Т*ио г/ т*ио г,.'
где гг", г' г" - соответственно моменты начала и
£ ' £ ' к' к
конца первого и второго циклов преобразования; те - постоянная времени канала преобразования собственных шумов e(t) элементов схемы ИАЦП;
gо(г) = ^'(0-^(0 и ge(г) = £(г)-яе(г), g0(t) - ЕВФ для
опорного напряжения, ge(t) - ЕВФ для напряжения смещения канала преобразования; gx(t) - ЕВФ для входного напряжения; Яп - фиксированное приращение ОРФ.
Заключение
Полученное выражение справедливо для общего случая произвольного изменения величины е(0, т. е. e(t) - реальный процесс изменения во времени собственных шумов элементов схемы ИАЦП.
Это подчеркивает возможность эффективного подавления не только инфранизкочастотной составляющей спектра собственных шумов, но и высокочастотных составляющих путем надлежащего выбора функции ge(t).
Наличие в этом выражении отношений т0/тх и т0/те постоянных времени каналов интегрирования величин и0, их(0, e(t) совсем не обязательно. Например, в случае реализации алгоритмов интегрирующего АЦП с одновременным интегрированием их и и0 указанные отношения в характеристику преобразования не входят, так как при этом имеем Т0 = тх = Те.
Предложенный набор алгоритмов интегрирующего аналого-цифрового преобразования позволяет улучшить фильтрующие свойства по отношению к низкочастотным составляющим спектра собственных шумов (в первую очередь к напряжению сме-щения).Что обеспечивает возможность преобразования напряжений обеих полярностей при однопо-лярном опорном напряжении и отсутствии необходимости введения смещения.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Шахов Э. К., Михотин В. Д. Интегрирующие развертывающие преобразователи напряжения. М. : Энергоатомиздат, 1986 г. 144 с.
2. Володин К. И., Гудков К. В., Куц А. В., Михеев М. Ю., Юрманов В. А. Патент № 2396570 РФ. Способ интегрирующего преобразования сигналов низкого уровня в разность интервалов времени // Пензенская государственная технологическая академия правообладатель. Заявл. 29.09.2008, зарег. 10.08.2010. Федеральная служба по интеллектуальной собственности, патентам и товарным знакам.
3. Куц А. В., Пискаев К. Ю., Юрманов В. А. Разработка и исследование алгоритма повышения стабильности и быстродействие интегрирующих АЦП на основе ШИМ-модулятора // Современные информационные технологии. 2010. Вып. 11. С.46-52.
4. Юрманов В. А., Пискаев К. Ю. Анализ погрешности квантования ЕД-АЦП // Надежность и качество сложных систем. 2015. Вып. 1 (9). С. 24-29.
5. Юрманов В. А., Пискаев К. Ю. Уменьшение погрешности от краевых эффектов в интегрирующих преобразователях в относительный интервал времени // Надежность и качество сложных систем. 2015. Вып. 1 (9). С. 38-42.
6. Юрманов В. А., Куц. А. В., Сальников В. В. Способ интегрирующего аналого-цифрового преобразования сигналов низкого уровня // Современные информационные технологии. 2008. Вып. 11. С. 65-68.
7. Юрманов В. А., Пискаев К. Ю., Куц. А. В., Куц. М. Л. Подход к корректировке математических моделей АЦП интегрирующего типа // Современные информационные технологии. 2012. Вып. 16. С. 25-31.
8. Куц. А. В., Пискаев К. Ю., Юрманов В. А. Разработка алгоритма адаптивной обработки данных для ЕД-АЦП // Современные информационные технологии. 2012. Вып. 11. С. 57-63.
9. Юрманов В. А., Пискаев К. Ю., Куц. А. В. ЕД-АЦП: адаптивная обработка результатов преобразования // Вопросы радиоэлектроники. 2011. Вып. 2. С. 92-101.
10. Пискаев К. Ю., Подшивалов В. С., Кяш-кин М. В. Алгоритм автоматического анализа выходных данных ЕД-АЦП на основе метода кодирования Лемпеля-Зива-Велча // Современные информационные технологии. 2011. Вып. 13. С. 51-57.
11. Куц А. В., Куц М. Л., Подшивалов В. С., Пискаев К. Ю., Тюрин М. В. Вопросы практической реализации алгоритма адаптивной обработки ЕД-АЦП // Современные информационные технологии. 2012. Вып. 15. С. 54-57.
12. Юрманов В. А., Куц. А. В. Моделирование интегрирующих АЦП в САПР ORCAD // Современные информационные технологии. 2006. Вып. 4. С.33-37.
13. Юрманов В. А. Коррекция напряжения смещения нормирующих усилителей ЕД-АЦП // Современные информационные технологии. 2015. Вып. 22 (22). С. 57-59.
14. Сайт компании Texas Instruments [Электронный ресурс]. Режим доступа: http://www.ti.com (дата обращения 05.10.2016.)
15. Юрманов В. А., Пискаев К. Ю., Иоффе А. М., Никулкин В. А. Алгоритм коррекции развертывающей функции сигма-дельта аналого-цифрового преобразователя при реализации знакопеременных весовых функций // Современные информационные технологии. 2013. Вып. 18. С. 50-55.
16. Шахов Э. К., Михотин В. Д., Мош-нин А. Н., Юрманов В. А., Слюсарев С. А. А. с. 1241131 (СССР). Способ измерения сигналов низкого уровня. Опубл. в Б. ., 1986, № 24.
17. Шахов Э. К., Михотин В. Д., Голышевс-кий О. А., Юрманов В. А., Замараев Ю. П., Пил-ев М. А. А. с. 1405116 (СССР). Способ интегрирующего аналого-цифрового преобразования. Опубл. в Б. И., 1988, № 23.
18. Шахов Э. К., Михотин В. Д., Шлян-дин В. М., Юрманов В. А., Пильев М. А. А. с. 1358095 (СССР). Способ интегрирующего аналого-цифрового преобразования. Опубл. в Б. И., 1987, № 45.
19. Шахов Э. К., Михотин В. Д., Федонин А. И., Юрманов В. А., Ежков В. А. А. с. 1220550 (СССР). Интегрирующий аналого-цифровой преобразователь. Опубл. в Б. И., 1985, № 24.
20. Шахов Э. К., Михотин В. Д., Юрма-нов В. А., Мартынов Г. В. А. с. 1591184 (СССР). Способ интегрирующего преобразования напряжения в интервал времени. Опубл. в Б. И., 1990, № 33.
21. Шахов Э. К., Шигирев Е. А., Юрманов В. А., Сипягин Н. А. А. с. 1410275 (СССР). Интегрирующий преобразователь напряжения в код. Опубл. в Б. И., 1988, № 26.
REFERENCES
1. Shahov Je. K., Mihotin V. D. Integrirujushhie razvertyvajushhie preobrazovateli naprjazhenija (Integrating deploying voltage converters), M. : Jenergoato-mizdat, 1986g, 144 p.
2. Volodin K. I., Gudkov K. V., Kuc A. V., Miheev M. Ju., Jurmanov V. A. Patent № 2396570 RF. Sposob integrirujushhego preobrazovanija signa-lov nizkogo urovnja v raznost' interva-lov vremeni (The process of integrating the conversion of low-level signals in the difference between the in-time intervals), Penzenskaja gosudarstvennaja tehnologicheskaja akademija pravoobladatel', Zajavl., 29.09.2008 zareg. 10.08.2010, Federal', naja sluzhba po intellektual'noj sobstvennosti, patentam i tovarnym znakam.
3. Kuc A. V., Piskaev K. Ju., Jurmanov V. A. Razrabotka i issledovanie algoritma povyshenija sta-bil'nosti i bystrodejstvie integrirujushhih ACP na os-nove ShIM-moduljatora (Development and research algorithm increase the stability and speed of integrating ADCs based on PWM modulator), Sovremennye infor-macionnye tehnologii, 2010, Vyp. 11, pp. 46-52.
4. Jurmanov V. A., Piskaev K. Ju. Analiz pogreshnosti kvantovanija ЕД-ACP (Quantization error analysis of sigma-delta ADC), Nadezhnost' i kachestvo slozhnyh sistem, 2015, Vyp. 1 (9), pp. 24-29.
5. Jurmanov V. A., Piskaev K. Ju. Umen'shenie pogreshnosti ot kraevyh jeffektov v integrirujushhih preobrazovate-ljah v otnositel'nyj interval vremeni (Reducing the error of edge effects in integrating transfor-mation-in input The relative time interval), Nadezhnost' i kachestvo slozhnyh system, 2015, Vyp. 1 (9), pp.38-42.
6. Jurmanov V. A., Kuc. A. V., Sal'nikov V. V. Sposob integrirujushhego analogo-cifrovogo preobra-zovanija signa-lov nizkogo urovnja (The process of integrating analog-to-digital conversion of low level signals), Sovremennye informacionnye tehnologii, 2008, Vyp. 11, pp. 65-68.
7. Jurmanov V. A., Piskaev K. Ju., Kuc. A. V., Kuc M. L. Podhod k korrektirovke matematicheskih modelej ACP inte-grirujushhego tipa (ML The ap-
proach to the adjustment of mathematical models integrating type ADC), Sovremennye informacionnye tehnologii, 2012, Vyp. 16, pp. 25-31.
8. Kuc A. V., Piskaev K. Ju., Jurmanov V. A. Razrabotka algoritma adaptivnoj obrabotki dannyh dlja EA-ACP (Development of adaptive algorithm data for sigma-delta ADC), Sovremennye informacionnye tehnologii, 2012, Vyp. 11, pp. 57-63.
9. Jurmanov V. A., Piskaev K. Ju., Kuc A. V. ZA-ACP: adaptivnaja obrabotka rezul'tatov preobrazovanija (ZA-ADCs: Adaptive processing of conversion results), Voprosy radiojelektroniki, 2011, Vyp. 2, pp.92-101.
10. Piskaev K. Ju., Podshivalov V. S., Kjash-kin M. V. Algoritm avtomaticheskogo analiza vyhod-nyh dannyh ZA-ACP na osnove metoda kodirovanija Lempelja-Ziva-Velcha (The algorithm automatically analyzes the output of sigma-delta ADC-based coding method, Lempel-Ziv-Welch), Sovremennye informacionnye tehnologii, 2011, Vyp. 13, pp. 51-57.
11. Kuc A. V., Kuc M. L., Podshivalov V. S., Piskaev K. Ju., Tjurin M. V. Voprosy prakticheskoj realizacii algo-ritma adaptivnoj obrabotki ZA-ACP (Questions of practical implementation of adaptive processing algorithm EA-ADCs), Sovremennye informacionnye tehnologii, 2012, Vyp. 15, pp. 54-57.
12. Jurmanov V. A., Kuc A. V., Modelirovanie integrirujushhih ACP v SAPR ORCAD (Modeling integrating ADC CAD ORCAD), Sovremennye informacionnye tehnologii, 2006, Vyp. 4, pp. 33-37.
13. Jurmanov V. A. Korrekcija naprjazhenija smeshhenija normirujushhih usilitelej ZA-ACP (Correction bias normalizing amplifiers EA-ADCs), Sovremennye informacionnye tehnologii, 2015, Vyp. 22 (22), pp. 57-59.
14. Sajt kompanii Texas Instruments [Elektron-niy resurs]. Rezhim dostupa: http://www.ti.com (data obrashhenija 05.10.2016.)
15. Jurmanov V. A., Piskaev K. Ju., Ioffe A. M., Nikulkin V. A. Algoritm korrekcii razvertyvajushhej funkcii sig-ma-del'ta analogo-cifrovogo preobrazovatelja pri realizacii znakoperemennyh vesovyh funkcij (Correction Algorithm of deploying valued-tion of the sigma-delta analog-to-digital converter in the implementation of alternating weighting functions), Sovremennye informacionnye tehnologii, 2013, Vyp. 18, pp. 50-55.
16. Shahov Je. K., Mihotin V. D., Mosh-nin A. N., Jurmanov V. A., Sljusarev S. A. A. s. 1241131 (SSSR), Sposob izmerenija signalov nizkogo urovnja (A method for measuring low-level signals), Opubl. v B. I., 1986, No. 24.
17. Shahov Je. K., Mihotin V. D., Golyshevs-kij O. A., Jurmanov V. A., Zamaraev Ju. P., Pil'ev M. A. A. s. 1405116 (SSSR), Sposob integriru-jushhego analogo-cifrovogo preobrazovanija (The pro-
cess of integrating analog-to-digital conversion), Opubl. v B. I., 1988, No. 23.
18. Shahov Je. K., Mihotin V. D., Shljan-din V. M., Jurmanov V. A., Pil'ev M. A. A. s. 1358095 (SSSR), Sposob integrirujushhego analogo-cifrovogo preobrazovanija (The process of integrating analog-to-digital conversion), Opubl. v B. I., 1987, No. 45.
19. Shahov Je. K., Mihotin V. D., Fedonin A. I., Jurmanov V. A., Ezhkov V. A. A.s. 1220550 (SSSR), Integrirujushhij analogo-cifrovoj preobrazovatel' (Integrating analog-to-digital converter), Opubl. v B. I., 1985, No. 24.
20. Shahov Je. K., Mihotin V. D., Jurmanov V. A., Martynov G. V. A. s. 1591184 (SSSR), Spo-
sob integrirujushhego preobrazovanija naprjazhenija v interval vremeni (The process of integrating the voltage conversion in a time interval), Opubl. v B. I., 1990, No. 33.
21. Shahov Je. K., Shigirev E. A., Jurmanov V. A., Sipjagin N. A. A. s. 1410275 (SSSR), Integrirujushhij preobrazovatel' naprjazhenija v kod (Integrating the inverter voltage code), Opubl. v B. I., 1988, No. 26.
Дата поступления статьи в редакцию 22.02.2016, принята к публикации 18.04.2017.
