CC BY
102
Продолжение таблицы
полоса W ТИП структуры критерий LC секции RC-ззенья
наилучшее Кервина Саллена—Ки
щшштшт Хвнутр Xz \ 0.208 0.8 шшшшщ 0.327 1.38 6.72 7.5
1/12 LF ! ^внутр 0.484 1.17 0.584 1.62 | ! 0.724 2.0 7.4 8.32
октавы
(0.0578) I Хвнутр ШзШШ 4.39 5.38 8.71 ^
3.33 4.7 5.76 9.58 :й
KS1 Хвнутр 6.64 j 9.4 •1.5 '2.6
Xz 6.83 | 9.7 11 . W 13.7
Таким образом, рассмотренный критерий, с одной сторснтн _;лет С злее объективную характеристику интегральной чувствительности АЧХ лгзпзьзльпо широком диапазоне частот, а с другой стороны, имея наглядный ; изический смысл, он непосредственно связан с важным метрологическим ллрамз-трсм ■Г’ильзроз. Следует подчеркнуть, что результаты расчета критерия для случаев "рггулягн.зй’’ структуры (PC) и гипотетически иаилучшего звена фактически! опрел: л-лет тезрегичес-кую границу снижения интегральной чувствительности за с;.-: ул*у::::сния как структуры, так и схемотехники канонических звеньев второго лег^.ткл.
ЛИТЕРАТУРА
1. Rosenblum A.L., Ghausi M.S. Multiparameter Sensi::v::y л; A::;-e RC Net-works//IEEE Trans. Circuit Theory7, CT—18. Nov. 1971. Pp. 592-5yj.
2. Mackey R.} Sedra AS. Generation oflow-sensitivity sta:e->pace aciive нлегз/ТЕЕЕ Trans., 1980. V.CAS-27, pp. 863-870.
3. Куфлевский Е.И. Вероятностная оценка предельных релдпьлдиенныл возможностей каскадных структур//Изб и рате л ыше системы с обрлтлей езязыо. Таганрог, 1983. Вып. 5. С.8-16.
4. Гура В.Д., Куфлевскый EJL Вероятностные характеристики звеньев второго порядка//Избирательные системы с обратной связью. Таганрог, 19‘'.v Выл. 4. С.78—84.
5. Христин В.В. Фильтры регулярной структуры//Изв. вузов. Радиоэлектроника, т. 27, №9, Киев, 1984. С, 67-69.
6. Зааль Р. Справочник по расчету фильтров//Пер. с нем. М.: Рал и о и связь, 1983. 752 с.
УДК 621.372
АХ.Коротков Интегральные аналоговые фильтры
(краткий обзор)
Современные достижения в области МОП-техиологии, развитие теории и практики фильтров на переключаемых конденсаторах (SC-фильтров) приводя: к вытеснению традиционных гибридно-пленочных ARC-фильтров их SC-аналоглмп. особенно в диапазоне звуковых и иадзвуковых частот. При освоении более высоких частот разработчики SC-фильтров столкнулись с рядом проблем, в частности с недостаточным быстродействием ключей и сложностью реализации высокочлетот-
пых МОП-опсрационпых усилителей (ОУ) с большой площадью усиления, которая, как известно [1], должна не менее чем в пять раз превышать тактовую частоту (иначе резко ухудшаются динамические свойства SC-цепи). Отмеченные обстоятельства ограничивают рабочий диапазон серийно выпускаемых SC-фильтров частотой 150 кГц [2,3]. Задачи обработки сигналов на частотах до десятков МГц (например, для видеосистем [4], радиоприемников [5], канатов считывания информации с жестких дисков PC [6]), а также потребность в фильтрах, обеспечивающих ограничение спектра сигиатов для устранения эффекта наложения, привели к появлению аналоговых фильтров, схемотехника которых является полностью совместимой с современными МОП-технологиями. В зарубежной литературе интегральные фильтры данного типа получили наименование continuous-time filters (фильтры непрерывного времени или СТ-фильтры [7,8]). В названии подчеркивается, что в оглпчпе от дискретно-аналоговых SC-цепсй, СТ-фильтры являются непрерывно-аналоговыми.
В настоящей работе предлагается краткий обзор основных направлений исследований и принципов реализации СТ-фильтров.
1. Элементная база и основные особенности схемотехники СТ-фильтров
Для реализации МОП-иптсгральпых СТ-фильтров используются следующие элементы и компоненты цепей: конденсаторы, полевые МОП-трапзисторы, МОП ОУ и получившие широкое распространение в течение последних лет операционные траископдуктивпыс усилители— operational transconduelor amplifier— ОТУ, являющиеся источником тока, управляемым напряжением (ИТУН).
Наиболее часто применяют конденсаторы со структурой металл-окиссл-кремпий (удельная емкость С0 = 500+2000 лФЛш2, ТКЕ до ЮО-Ю^а') со слабой зависимостью емкости от приложенного напряжения— 0,1 Vb. Конденсаторы па р-п-переходах (C(J<4000 l|CiJ/MM:) используются редко из-за высокой пслинейности.
Резистор на МОП-трапзпсторе составляет основу схемотехники СТ-фильтров. Проводимость резистора g определяется как
8= ^Qv(«3~ «о) где А’—отношение ширины к длине МОП-структуры;
ja— подвижность носителей в канале;
Cov— удельная емкость окисла;
и у— напряжение смешения на затворе;
г/0— напряжение отпирания (относительно напряжения па подчожке).
При комнатной температуре |iCav= 30 MkA/jf, обычно иу= Зн-5 В, м0-1,9 В 17], что для
А-1 соответствует сопротивлению 10+30 кОм. МОП-резистор по сравнению, напри-
-6
мер, с танталовым пленочным резистором (ТКС*1(И0 /а; погрешность изготовления без нодгопки до 10?с) дает значительный выигрыш в занимаемой площади подложки. Однако в силу больших производственных допусков и температурной зависимости ц, СА, и0 обладают начальної! и температурной погрешностью в десятки процентов. Кроме того, имеется существенная нелинейность элемента. Для уменьшения нелинейности применяются различные приемы. Ряд схем составных МОП-трапзисторов, обеспечивающих реализацию резистора с малым уровнем нелинейных искажений, представлен в [7|. Структура и параметры МОП-операциоппых усилителей для СТ-фильтров аналогичны ОУ для SC-фильтров. Достаточно полную информацию по МОП ОУ можно найти в соответствующей литературе, например [31].
ИТУН тина ОТУ обладает следующими свойствами:
• входной и выходной импедансы велики, в идеале—стремятся к бесконечности;
• имеет широкую полосу рабочих частот, поскольку реализации СТ-фильтров
ориентированы на высокие частоты;
• как правило, является регулируемым.
По аналогии с ОУ, ОТУ строятся по дифференциальной схеме и могут обладать балансным выходом. Подробная библиография по схемотехнике ОТУ представлена в Г8].
Анализ отмеченных свойств элементной базы и задачи, решаемые аналоговыми интегральными фильтрами, позволяют сформулировать следующие особенности рассматриваемого класса цепей:
1. Большая начальная и температурная погрешности делают необходимой непрерывно действующую электронную подстройку СТ-фильтров.
2. При реализации МОП-цепей количество конденсаторов и разброс их номинальных значений определяющей роли, как правило, не играют. Однако особую важность приобретают вопросы выбора номиналов резисторов. Поскольку электронная подстройка фильтра осуществляется изменением напряжения на затворе МОП-транзисторов, реализующих резисторы (см. формулу (1)), то в равнорезистивной схеме для этого может быть достаточно одного управляющего сигнала.
3. Обычно СТ-фильтры используются в смешанных аналогово-цифровых системах обработки сигналов, в которых могут возникать паразитные наводки, обусловленные процессом дискретизации и передаваемые по общим шинам. Исходя из этого, а также для уменьшения нелинейных искажений в МОП-резисторах, предпочтительны уравновешенные (балансные) схемы фильтров.
2. Методы реализации СТ-фильтров
Можно выделить два основных типа интегральных аналоговых фильтров:
• фильтры на основе ОУ, конденсаторов и МОП-транзисторов, получивших в зарубежной литературе название MOSFET-C (МОППТ-С) фильтры;
• фильтры на основе ОТУ и конденсаторов—ОТА-С (ОТУ-С)-фильтры.
В первом случае постоянная времени непи определяется емкостями конденсаторов и проводимостями МОП-транзисторов, во втором случае— емкостями конденсаторов и управляемой проводимостью ОТУ. Как МОППТ-С, так ОТУ-С фильтры могут быть реализованы как балансные (уравновешенные), так и пебалапспые (неуравновешенные) цени. Следует отметить преемственность подходов к синтезу ARC и СТ-фильтров— МОП-интегральные фильтры реализуются каскадным методом и некаскадными методами: элементной и операционной имитации [8]. Нскаскадныс цепи при малой чувствительности к разбросу значений элементов позволяют реализовывать передаточные функции лишь минимально-фазового типа. Каскадные фильтры при большей чувствительности проше в настройке и дают возможность реализовывать неминимально-фазовые нени. Характерной чертой СТ-фильтров любого типа является наличие в составе микросхемы не только собственно частотпоселекти-руюшего устройства, но и специальной системы автоподстройки (см. далее), которая, являясь неотъемлемой частью фильтра, реализуется на той же элементной базе и по той же технологии.
2.1. Реализация МОППТ-С фильтров
Принципы реализации балансных фильтров данного типа и примеры конкретных схемных решений наложены в работах [7, 10, 24]. В развитом авторами подходе используется метод операционной имитации па интеграторах (рис.1,а).
из из
а б в
Рис. 1
Рассмотрены структуры балансных интеграторов па основе О У с небалансным (рис. 1,6) и балансным выходом (рис.1,в), двух конденсаторов и двух МОП-транзисторов, соответствующих резисторам АЯС-интегратора. Приведена методика расчета с использованием плавающего сигнального графа [24], представлены схемы преобразователей типа небалансный (балансный) вход—балансный (небалансный) выход [10], схемы ОУ с балансным выходом [10]. В [24] рассмотрен ФНЧ Золотарева пятого порядка с частотой среза 3,4 кГц. Площадь микросхемы 4 мм2, динамический диапазон фильтра 100 дБ при коэффициенте нелинейных искажений 1% и питании ±5 В. В работе [11] показано, что достоинством фильтров данного типа является низкая чувствительность к паразитным емкостям МОП-транзисторов исток-подложка, сток-подложка. Учет влияния конечности площади усиления ОУ и методы ее компенсации предложены в работе [12]. Поскольку при проектировании СТ-фильтров важной является задача уменьшения нелинейных искажений, отметим работу [9], в которой представлена реализация балансного интегратора с четырьмя МОП-трапзисторами, что позволило повысить линейность интегратора и минимизировать температурную нестабильность его передаточной функции.
Поскольку ОУ с балансным выходом обладает повышенным потреблением мощности, в работах [13, 14] (см. также библиографию в [15]) предложен метод синтеза неуравновешенных фильтров па стандартных ОУ. Для компенсации нелинейных искажений при реализации одного резистора используется пара МОП-транзисторов. В указанных статьях рассмотрены схемы интеграторов, сумматоров, реализации универсальных звеньев па трех ОУ для каскадных фильтров. В [14] анализируется влияние конечности площади усиления ОУ, способы активной и пассивной компенсации паразитного фазового набега в цепях обратной связи ОУ.
2.2. Реализация ОТУ-С фильтров
Известно, что АЯС-схемы с ИТУН в качестве активно го элемента являются более высокочастотными, чем схемы на основе источников напряжения, управляемых напряжением, т.е. ОУ. Как уже отмечалось, ОТУ относятся к классу ИТУН, и ОТУ-С фильтры мо1ут быть реализованы для более высоких частот, чем МОППТ-С фильтры на ОУ. Однако влияние паразитных емкостей проявляется в ОТУ-С фильтрах в большей степени, поэтому требования к системе подстройки мо1ут быть более жесткими.
Основные положения по расчету и реализации балансных ОТУ-С фильтров изложены в работах [16-19]. В [16, 17, 19] описаны ФНЧ Золотарева пятого, седьмого, третьего порядка соответственно, синтезированные методом операционной имитации. При этом интеграторы реализовывались с использованием ОТУ и конденсаторов (рис.2). Фильтр седьмого порядка [17] имеет частоту среза 4,36 МГц, динамический диапазон 61 дБ при коэффициенте нелинейных искажений 0,5%, потребляемая мощность со-стааляет 75 мВт при питании ±2,5 В, плошадь микро-
л
схемы 6 мм '
Обращает на себя внимание следующее обстоятельство. Если частота среза фильтра, рассмотренного в [16]
(1986 г.), не превышала 100 кГц, то в [19] (1992 г.)— около 100 МГц. При этом автор отмечает высокую степень совпадения характеристик ОТУ-С фильтра и его пассивного 1.С11-прототипа. Все фильтры являются автоматически подстраиваемыми, причем в [19] осуществляется подстройка частот и добротностей реализованных полюсов, благодаря чему сохраняется практически неизменной форма АЧХ в полосе пропускания.
Следует отметить, что хорошо известные реализации АЯС-фильтров на гирато-рах являются частным случаем ОТУ-С реализации, т.к. гиратор может быть выполнен па двух встречно включенных ИТУН (рис.З). Примером такого подхода является статья [18], в которой описан полосовой фильтр шестого порядка с центральной частотой 10 МГц на основе ОТУ-С имитаторов индуктивностей.
шх о-----
О—----
-ШХ
■ + -4
- -Ьи
шых
1---О
_х_
-шых
Рис.2
Рис
Проектирование небалаисных ОТУ-С схем осуществляется по аналогичным методикам [20—23]. При этом могут быть использованы О ТУ с повышенной линейностью [21]; реализованы системы подстройки по частоте и добротности, подробно описанные например в [22] для каскадного полосового фильтра восьмого порядка с центральной частотой 4 МГц; предложены многофункциональные схемы звеньев [23].
3. Автоподстройка СТ-фильтров
Выше была обоснована необходимость специальных цепей автоподстройки, которые должны входить в состав микросхемы СТ-филыра. Очевидно, что эта подстройка должна осуществляться непрерывно в процессе эксплуатации аппаратуры.
Цепь подстройки обеспечивает выполнение следующих операций:
• измерение параметров фильтра,
• сравнение реальных параметров с эталоном;
• вычисление ошибки;
• введение коррекции.
При этом осуществляется коррекция постоянных времени, т.е. частотный контроль, а также компенсация паразитных фазовых набегов в (ЗУ, т.е. контроль добротностей полюсов передаточной функции. Наибольшее распространение получили системы подстройки на основе ФАПЧ и АРУ. Принципы реализации подобных структур изложены в [7, 8, 25], конкретные схемы представлены в работах [16—19, 24]. В [24] отмечается, что в диапазоне температур 0+85°С изменение частоты среза рассматриваемого фильтра без автоподстройки составляет до 40% от номинала и не превышает
0,1% при включенной системе автоподстройки.
Предполагается, что СТ-фильтр работает в составе цифровой или дискрстно-ана-,'готовой системы, поэтому в качестве эталона, как правило, используется тактовая частота. Цепь подстройки, кроме схемы сравнения, содержит вспомогательный фильтр, выполненный по той же методике и технологии, что и основной (подстраиваемый) фильтр. При этом правильная компоновка микросхемы обеспечивает адекватность но ведения вспомогательного и основного фильтров. Напряжение эталонной частоты г/у подается на первый вход схемы сравнения и одновременно па вспомогательный фильтр, с выхода кото-чют Р°го поступает па второй вход схемы сравнения (рис.4), С выхода схемы сравнения снимается сигнал рассогласования, который в виде управляющего напряжения поступает на затворы МОП-тран-зисхоров (или соответствующий вывод О ТУ) и изменяет их проводимость (см. формулу (1)). Если реатизована равпоре-зистивпая или близкая к рашгорезистив-ной схема фильтра, то достаточно одного сигнала коррекции. В более сложных случаях могут вырабатываться несколько сигналов.
Полхоц к решению проблемы автоподстройкп СТ-фильтров, предложенный в [26!, основа,! па использовании адаптивного алгоритма. Приведенные в статье оезудыаты позволяют сделать вывод о высокой точности настройки и о перспективности данного метода
Основной
фильтр
Схема
цхшнспнл
СТ-фп т:/гр
Рис.4
Заключение
Проведенный анализ литературы показа! актуальность дальнейших исследований в области аналоговой фильтрации. Одним из основных направлений является синтез высокочастотных интегральных фильтров (СТ-фильтров), схемотехника которых ориентирована на МОП-технологию. При этом постоянные времени цепи определяются значением емкостей конденсаторов и проводимостей МОП-тран-зисторов (МОППТ-С фильтры) либо значением емкостей конденсаторов и параметром проводимости ИТУН (ОТУ-С фильтры). МОППТ-С фильтры успешно применяются в диапазоне звуковых и надзвуковых частот, ОТУ-С фильтры— видеочастот. В зависимости от порядка фильтра, рабочих частот, способа реализации динамический диапазон может составлять 60+100 дБ, причем размеры микросхем не превышают единиц мм2. К особенностям практической реализации СТ-фильтров следует отнести необходимость введения в состав микросхемы, кроме собственно фильтра, специачьной схемы автоматической подстройки, для функционирования которой требуется некоторая эталонная частота. В системах аналогово-цифровой обработки в качестве эталона используется тактовая частота. Характерен также переход к реализациям уравновешенных схем с целыо уменьшения уровня нелинейных искажений и повышения помехоустойчивости.
Ограниченный объем обзора не позволяет подробно остановиться на некоторых важных вопросах, в частности шумовых и динамических свойствах СТ-фильтров. Однако в заключение нельзя ire отметить публикации [27—30], посвященные указанной теме.
Автор выражает признательность доценту Г.Н.Славскому за полезные замечания, способствовавшие улучшению статьи.
ЛИТЕРАТУРА
1. Григорян Р., Мартин К.У., Темеш Т.К. Проектирование схем на переключаемых конденсаторах. ТИИЭР, 1983, т.71, №8. С. 35—67.
2. Гудипаф Ф. Перспективные системы фильтрации: ИС на переключаемых конденсаторах. Электроника, 1989, №8. С. 26—36.
3. Новые активные фильтры фирмы Maxim. Электроника, 1993, №18. 120 с.
4. Yamamoto Т., Kamoshida I., Koga К., Sakai Т., Sawa S. FM Audio IC for VHS VSR Using New Signal Processing. IEEE Transactions on Consumer Electronics, 1989, v СЕ—35,~".ГФ4, pp. 723-731.
5. Knttnmenaher F., Van Ruymbeke G. Integrated Selectivity for Narrow-band FM IF Systems. IEEE J.Solid-State Circuits, 1990, v.SC-25, №3, pp. 757—760.
6. Khoiuy J.M. Design of a 15-MHz CMOS Continuous-Time Filter with On-Chip Tuning. IEEE J.Solid-State Circuits, 1991, v.SC-26, №12, pp. 1988-1997.
7. Tsividis Y., Вапи М., Шойгу /. Continuous-Time MOSFET-C Filters in VLSI. IEEE J.Solid-State Circuits, 1986, v.SC-21, №1, pp. 15—30.
8. Schaumann R. Continuous-Time Integrated Filters-А Tutorial. IEE Proc. Part G (Electronic Circuits and Systems), 1989, v. 136, Aug., pp. 184-190.
9. Czarnul Z. Modification of Banu-Tsividis Continuous-Time Integrator Structure. IEEE Transactions on Circuits and Systems, 1986, v.CAS~33, №7, pp. 714—716.
10. Ban и М., Tsividis Y. Fully Integrated Active RC-filters in MOS Technology. IEEE I.Solid-State Circuits, 1983, v.SC-18, №6, pp. 644-651.
11. Вапи М., Tsividis Y. Detailed Analysis of Nonidealilics in MOS Fully Integrated Active RC Filters Based on Balansed Networks. IEE Proc. Part G (Electronic Circuits and Systems), 19S4, v. 131, Oct., pp. 190—196.
12. Khoiuy J.M., Tsividis Y. Analysis and Compensation of High-Frequency. Effects in Integrated MOSFET-C Continuous-Time Filters. IEEE Transactions on Circuits and Systems, 1987, v.CAS-34, №8, pp. 862-875.
13. Czarnul Z. Novel MOS Resistive Circuit for Syntesis of Fully Integrated Continuo-us-Time Filters. IEEE Transactions on Circuits and Systems, 1986, v.CAS—33, №7, pp. 718-721.
14. Ismail М., Smith S.V., Beale R.G. A New MOSFET-C Universal Filter Structure for VLSI. IEEE J.Solid-State Circuits, 1988, v.SC-23, №1, pp. 183-194.
15. Ismail M. Reply to Comments on “Linearization Techniques for N-th Order Sensor Models in MOS VLSI Technology”. IEEE Transactioas on Circuits and Systems (Part 1), 1993, v.40, №2, pp. 121-122.
16. Pen,nock J., Frith P., Barker R.G. CMOS Triode Transconduktor Continuous-Time Filters. Proc. IEEE Custom Integrated Circuits Conference, 1986, pp. 378—381.
17. Gopinathan V, Tsividis Y, Tan K.S., Hester R.K Design Considerations for High-Frequency Continuous-Time Filters and Implementation of an Antialiasing Filter for Digital Video. IEEE J.Solid-State Circuits, 1990, v.SC—25, №6, pp. 1368—1378.
18. Kntmmenacher F. Design Considerations in High-Frequency CMOS Transconductance Amplifier Capacitor (TAC) Filters. Proc. IEEE 1SCAS, 1989, pp. 100—105.
19. Nauta B. A CMOS Transconductance-C Filter Technique for Very High Frequencies. IEEE J.Solid-State Circuits, 1992, v.SC-27, №2, pp. 142-153.
20. Geider R.L.. Sanchez-Sinencio E. Active filter design using operational transconductance amplifiers: a tutorial. IEEE Circuits and Dcvices Magazine, 1985, v.l, March, pp. 20-32.
21. Nedungadi A.P., Geider R.L. High Frequency Voltage-Controlled Continuous-Time Lowpass Filter Using Linearised CMOS Integrators. Electronics Letters, 1986, v.22, №14, pp.729—731.
22. Park C.S. Schaumann R. Design of 4-М Hz Analog Integrated CMOS Transcon-ductance-C Bandpass Filter. IEEE J.Solid-State Circuits, 1988, v.SC—23, №4. pp. 987— 996.
23. Sanchez-Sinencio E,, Geider R.L. Generation of Continuous-Time Two Integrator Loop OTA Filter Structures. IEEE Transactions on Circuits and Systems, 1988, v.CAS—35, №8, pp. 936-946.
24. Вапи М., Tsividis Y. An Elliptic Continuous- Time CMOS Filter with On-Chip Automatic Tuning. IEEE J.Solid-State Circuits, 1985. v. SC-20, №6, pp. 114—1121.
25. Schaumann R., Tan M.A. The problem of On-chip Automatic Tuning in Continuo-us-Time Integrated Filters. Proc. IEEE ISCAS, 1989, pp. 106—109.
26. Koz/na K.A., Johns D.A., Sedra A,S. Automatic Tuning of Continuous-Time Integrated Filter Technique. IEEE Transactions on Circuits and Systems, 1991, v.CAS—38, №11, pp. 1241—1248.
27. Groenewold G. The Design of High Dynamic Range Continuous-Time Integratable Bandpass Fillers. IEEE Transactions on Circuits and Systems, 1991, v.CAS—3S, №8. pp.838-852.
28. Jaap van der Plas. MOSFET-C Filter with Low Excess Noise and Accurate -Automatic Tuning. IEEE J. Solid-state Circuits. 1991, v.SC—26, №7, pp.922-929.
29. Szczepanski S., Schaumann R, Effects of Weak Nonlincarities in Transconductan-ce-capacitance fillers. Proc. IEEE ISCAS, 1989. pp. 1055—1058.
30. Hiser D.L., Geiger R.L. Impact of OTA Nonlinearities on the Performance of Continuous-Time OTA-C Filters. Proc. IEEE ISCAS, 1990, pp.] 167—1170.
31. Мулявка Я. Схемы на операционных усилителях с переключаемыми конден-сагорами/ГТер. с польского М,П.Шарапова, М.: Мир, 1992. 416 с.
