CC BY
92
Высокочастотные полосовые ЯС фильтры на повторителях тока
12 1 1 С.Г.Крутчинский , Е.С.Устинова , П.С. Будяков , Н.Н.Прокопенко
!ФГБОУ ВПО «ЮРГУЭС», г. Шахты Ростовской обл.
2 ФГБОУ ВПО «ПВГУС», г. Тольятти Самарской обл.
Введение
Расширение диапазона рабочих частот активных ЯС фильтров, как правило, связано с использованием усилителей тока [1]. Возникающий при этом «разностный» принцип реализации их добротности Q приводит к существенному (пропорциональному Q) увеличению параметрической чувствительности Q к нестабильности параметров частотозависимой цепи [2].
В указанных устройствах с целью уменьшения требований к широкополосности активных элементов (частоты единичного усиления (/1)) используется принцип каскадирования звеньев второго порядка с относительно высокой чувствительностью амплитудно (АЧХ) и фазочастотных (ФЧХ) характеристик в полосе пропускания. В этой связи для уменьшения влияния основных параметров усилителей тока на частоту полюса (/) каждого звена оказывается необходимым в контуре их обратной связи использовать симметричную частотозависимую цепь полосно-пропускающего типа [1]. Таким образом, повышение стабильности (уменьшение параметрической чувствительности) при сохранении разностного принципа реализации добротности полюса является важной составной частью общей задачи улучшения качественных показателей каскадных ЯС фильтров на усилителях тока.
1 Постановка задачи
Предварительно отметим, что принцип разделения частотозависимых цепей дополнительными активными элементами [3] увеличивает «электрическую длину» схемы и уменьшает достигаемый диапазон рабочих частот и поэтому в работе не используется. Тогда, достаточно в общем случае структура звена второго порядка будет иметь вид, показанный на рис. 1.
Рис. 1 Обобщенная структура звена полосового фильтра
В этом случае параметры полюса звена определяются следующими соотношениями
/г ~ ^/ЩГосСГ' (1)
2 = [К,О0 + Ор (1 -К,)]-', (2)
где Ки гвх - коэффициент передачи и входное сопротивление усилителя тока.
Затухания (Б0) и полюса (Бр) пассивной цепи не только определяют реализуемую
добротность, но и степень влияния частоты единичного усиления /1) усилителя тока на
указанные параметры полюса. Их относительные изменения (5/ , 52), вызванные
конечностью этого параметра, и параметрическими чувствительностями следуют из соотношений
Таким образом, затухание полюса этой цепи непосредственно определяет потенциальную широкополосность звена и стабильность его параметров. Для рассматриваемой ЯС-цепи
Кроме этого, при К=1 можно максимизировать частоту /\, приблизив ее значение к /т транзисторов реального техпроцесса [4]. Реализация сформулированных требований и является основной задачей настоящей работы.
Предварительно отметим, что использование полевых транзисторов, у которых условие К=1 реализуется автоматически, не обеспечивает решение задачи в силу как недостаточной их крутизны £ ( « 1/Б ), так и относительно низкого значения /т.
2 Основные свойства звена на базе повторителя тока
Если предположить, что К=1, то, как было показано выше в (7), чувствительность добротности Q к пассивным элементам схемы минимизируется, при этом соотношение между сопротивлениями резисторов т = 1/2 Q. Именно поэтому затухание полюса пассивной ЯС цепи увеличивается (.О ~ 2Q) и увеличивает степень влияния повторителя тока на реализуемые параметры
т
Параметрическая или технологическая неточность выполнения этого условия ограничивает реализуемую схемой добротность. Действительно, как это следует из (2) и (5), при
Так, при использовании в качестве повторителя тока высокочастотного биполярного транзистора (К. 0,99) добротность = 3,5 даже при условии увеличения
чувствительности (7). Из (2) следует, что
Таким образом, для реализации низкой параметрической чувствительности добротности к пассивным элементам схемы необходимо выполнить параметрическое условие
(3)
(4)
А> = т(к +1/к), Ир = И0 +-1-,
(5)
где т = уі(^2 + гх)/К1> к = т]Сі /С2 .
Из соотношения (2) следует, что при К=1 добротность
Q = 1/ О = 1/ т (к + 1/ к),
а ее параметрическая чувствительность минимизируется при к=1. Действительно,
(6)
(7)
(8)
(9)
(10)
(11)
которое является основным для построения усилителя тока УТ1.
Настоящая задача решается схемотехническим принципом собственной компенсации влияния малосигнальных параметров биполярных транзисторов на параметры усилительных каскадов [4,5,7]. Действительно, рекомбинационная составляющая тока базы является доминирующим фактором, ограничивающим коэффициент передачи по току. Кроме этого, такая обратная связь уменьшает влияние проходной емкости транзистора на частоту единичного усиления /1 и, следовательно, в соответствии с (8) уменьшает параметрическую чувствительность звена. Важным является условие достаточности и единственности таких цепей компенсации [4].
Принципиальная схема звена полосового фильтра, точно соответствующая этому принципу собственной компенсации, приведена на рис. 2. Анализ повторителя тока УТ1 при условии, что ^12.1=0 показывает, что его коэффициент передачи
К =--------------, (13)
1 - а2 (1 - а)
где ^, а2, М21 - малосигнальные параметры транзисторов УТ1 и УТ2.
В случае использования СВЧ транзисторов с гетеропереходом (1-а1) достаточно мало, поэтому
К * а1 [I + а2(1 - а1)]. (14)
Так, при типовых значениях а = 0.99, а2 = 0,97 и потребляемом токе 1 мА К. = 0,999. Поэтому условие (12) выполняется при Q < 20.
Рис. 2 Упрощенная принципиальная схема ЯС-звена с повторителем тока
В [4-7] отмечается, что контур регенеративной обратной связи, связывающей базу УТ\ через усилитель тока (каскад с общей базой на транзисторе УТ2) с его эмиттерной цепью уменьшает влияние емкости коллекторного перехода УТ\ (Ск) на частоту единичного усиления усилителя тока УТ1.
/т
/х =
(\5)
1 + 2п/тСкК, (1 - а!а2 )
Таким образом, в случае применения транзисторов в рамках современных техпроцессов /1 практически точно определяется величиной их /т.
Дополнительно отметим, что применение входного преобразователя «напряжение -ток» (ПНТ) позволяет реализовать требуемое значение коэффициента усиления звена на частоте полюса
К = \к (f ) = -SQjR,( Я2 + Гх)
С
с ■ (16)
Пример реализации звена второго порядка на базе повторителя тока приведен на рис.
3, а результаты его моделирования на рис. 4. Несмотря на относительно большое влияние частоты единичного усиления на основные параметры звена (3), (4), как видно из сравнения частоты максимума АЧХ и полюса (ф=0) их отличие не превышает 5%. Указанный факт объясняется, как отмечалось выше, особенностями реализации повторителя на базе собственной компенсации влияния емкости коллекторного перехода [4-7].
vK
Рис. 3 Принципиальная схема звена RC-фильтра в САПР Cadence Virtuoso
Частота, Гц
Рис. 4 Амплитудная и фазочастотная характеристика звена активного СВЧ фильтра Основные выводы
Полученные результаты показывают, что базовый принцип собственной компенсации [4-7] влияния неидеальности полупроводниковых компонентов позволяет существенно (соотношение (11)) уменьшить параметрическую чувствительность звеньев второго порядка полосовых фильтров и поэтому создать достаточные условия их реализации на базе существующих неприцизионных технологий.
Статья подготовлена при выполнения НИР по теме «Разработка и исследование аналоговой электронной компонентной базы нового поколения для систем связи, радиоэлектроники и технической кибернетики» в рамках федеральной целевой программы «Научные и научно-педагогические кадры инновационной России» на 2009 - 2013 годы»
Литература
1. SG. Krutchinsky, N.N. Prokopenko High-frequency sections of active filters of mixed-signal SoC based on current amplifiers // http://mts.isrn.com/author/submit/electronics/
2. Крутчинский С.Г. Особенность структурного синтеза принципиальных схем микроэлектронных устройств частотной селекции // Известия РАН “Микро-электроника”. 1996. №4.
3. Крутчинский С.Г. Повышение стабильности ARC-устройств на базе унифицированных микрокомпонентов // Изв. ВУЗов Радиоэлектроника. 2002. Т. 45. № 2. C.55-61.
4. Крутчинский С.Г. Прокопенко Н.Н., Старченко Е.И. Компенсация паразитных
емкостей активных элементов в электронных устройствах // Проблемы разработки перспективных микроэлектронных систем : Сборник научных трудов / под общ. ред. Академика РАН А.Л. Стемпковского. М.: Институт проблем проектирования в
микроэлектронике РАН. 2006. С.194-199..
5. Крутчинский С.Г. Прокопенко Н.Н., Ковбасюк Н.В., Будяков А.С., Савченко Е.М. Методы компенсации основных составляющих выходной емкости транзисторов в аналоговых микросхемах // Проблемы разработки перспективных микроэлектронных систем: Сборник научных трудов / под общ. ред. Академика РАН А.Л. Стемпковского. М.: Институт проблем проектирования в микроэлектронике РАН. 2006. С. 223 - 228.
6. Крутчинский С.Г. Прокопенко Н.Н., Старченко Е.И., Будяков А.С., Савченко Е.М. Опыт разработки и моделирования аналоговых микросхем с предельными параметрами на базе Российских биполярных технологий // Проблемы разработки перспективных микроэлектронных систем : Сборник научных трудов / под общ. ред. Академика РАН А.Л. Стемпковского. М.: Институт проблем проектирования в микроэлектронике РАН. 2006. С. 206 - 211.
7. Prokopenko N.N., Budyakov A.S., Kovbasjuk N.V., Krutchinsky S.G., Savchenko JM. ^mpensation methods of basic transistors output capacitance components in analog integrated circuits // 4th European Conference on Circuits and Systems for Communications, ECCSC '08 sponsors: Romanian Ministry of Education. Bucharest, 2008. С. 77-82.
