CC BY
26
УДК 621.397:621.3.049.77
Температурная стабильность сверхнизковольтного перемножителя сигналов
Павлов Л. Н., Лебедев Д. Ю.
Национальный технический университет Украины "Киевский политехнический институт имени Игоря Сикорского"
E-mail: l.conpavl.&grnaiL com
В работе рассмотрена температурная стабильность сверхпизковольтпых перемпожителей сигналов, которые составляют основу дискретно-аналоговых программируемых фильтров-корреляторов. Эти корреляторы осуществляют свёртку вектора выборок входного сигнала и последовательности весовых коэффициентов импульсной функции. Эти коэффициенты принимают два значения: —1 или -1. Перемпожитель построен па основе МОП-трапзистора. Первым сомножителем выступает напряжение выборки сигнала, которое хранится па затворе транзистора, а второй определяется адресом, куда будет направлен ток транзистора, который и составляет результат перемножения. В данном случае весовой коэффициент —1 означает, что ток будет направлен в шипу суммирования "положительных" токов, а коэффициент импульсной функции -1 определит подключение тока перемпожителя к шипе суммирования "отрицательных" токов. Окончательный результат перемножения векторов формируется вычитанием выходных сигналов весовых шип суммирования. Как вариант это может быть преобразование выходных токов в напряжение двумя внешними преобразователями ток-папряжепие и образование дифференциального сигнала в виде выходного напряжения. Так как ток МОП-трапзистора подвержен температурной зависимости, то этот фактор влияет па точность перемножения. Анализ этой зависимости и возможность её ослабления представлены в данной работе. В частности предложены стратегия лилейного и нелинейного приближения к термостабилыюй точке. Получено аналитическое соотношение для необходимых условий температурной стабилизации. Для стратегии нелинейного приближения предложена схема с нелинейным элементом биполярным транзистором. Получены экспериментальные результаты улучшения температурной стабилизации для обеих стратегий.
Ключевые слова: перемпожитель сигналов: температурная стабильность: интегральные микросхемы корреляторов: векторпоё перемножение сигналов: отсчёты сигнала
Вступление
Первое направление перемножителей сигналов, построенных как на биполярных транзисторах, так и на МОП-структурах, которое основано на ядре Гильберта, известно уже десятки лет. Принцип работы основан на управлении крутизной транзистора. Достоинство таких перемножителей глубоко проработанная аналитическая база и многолетний опыт разработки и выпуска серийных образцов, что предопределяет доверие потребителей к этому классу изделий. Переход к сверхнизковольтным вариантам перемножителей сигналов этого направления [1] обнаружил следующие недостатки: высокие требования к частотным свойствам элементной базы и ограничение по уровню напряжения питания и входного сигнала. Изменение режимов работы по напряжению не должно вводить элементы перемножителя в крутую область вольт-амперных характеристик (ВАХ). Предложенные ячейки на инверторах [1] позволили резко снизить общий уровень нелинейных искажений, но высокие требования по быстродействию элементной базы остаются в силе.
Истоки второго направления перемножителей сигналов, которое основано на многозатворных транзисторах, также хорошо известны по схемам модуляции-демодуляции, которые содержали полевые транзисторы с двумя затворами. Современное предложение [2] основано на совмещении особенностей приборов с зарядовой связью (ПЗС) с ячейкой перемножения на структуре со многими затворами. Это достигнуто введением плавающего затвора атрибута конвольвера на ПЗС. В итоге получена новая ячейка перемножения с широким диапазоном входного сигнала. Но при переходе к сверхнизким напряжениям питания погрешности перемножения неизбежно возрастут.
Третье направление сверхнизковольтных перемножителей сигналов [3] основано на транслинейном принципе, суть которого состоит в компенсации одной нелинейности другой, например, квадратичная зависимость вида х2 компенсируется зависимостью корень квадратный вида х1 /2. Оригинальное схемотехническое решение совместно с переходом на более совершенную технологию позволило
снизить размах уровня напряжения питания с трёх до одного вольта. Том но менее. в цопи напряжения питания ток последовательно протекает по трём МОП-транзисторам. находящимся в пологой области ВАХ. Это говорит о тех же проблемах, что и в предыдущих направлениях: высокие требования по быстродействию элементной балы и решении проблемы по уровню питания не схемотехническими находками, а за счёт снижения порогового напряжения.
Четвёртое направление [4] предлагает переход от ячеек Гильберта к псевдо-дифференциальным ячейкам. Предложенные ячейки совмещают достоинства дифференциальных пар и КМОП-инверторов. Эти перемножители представляют наиболее точный класс интегральных микросхем.
1 Постановка задачи
Выше представлены четыре направления схемотехнического решения аналоговых низковольтных перемножителей сигналов [1 4]. Некоторые из них основаны на биполярных транзисторах с реализацией на ядре Гильберта, некоторые на КМОП-транзисторах на базе того же ядра Гильберта. Новые схемы основаны на плавающем затворе. Есть решения на основе транслинейных зависимостей, а также на псевдо-дифференциальных ячейках [1 4]. Предлагаются различные подходы к улучшению параметров. В перечень параметров в указанных работах включены: динамический диапазон, уровень шумов, нелинейность передаточной характеристики. частотные свойства. Объём и направление исследований доказывает актуальность тематики аналоговых перемножителей сигналов. Обращает на себя внимание исследование аналитических зависимостей нелинейности перемножителей. Вместо с тем в работе [5] указывается на существенные температурные зависимости КМОП-структур элементной базы многих, рассматриваемых в работах [1 4] перемножителей. Поэтому представляется интересным анализ того, насколько полно исследованы, в том числе аналитически, температурные эффекты в аналоговых перемножителях сигналов.
2 Анализ последних достижений
В работе [1] приведена структура усовершенствованного аналогового перемножителя сигналов на основе КМОП-транзисторов. В основе нового аналогового перемножителя сигналов лежит ячейка Гильберта. Модифицированный перемножитель построен на восьми транзисторах и обладает уменьшенным уровнем нелинейных искажений. Фактически схема перемножителя представляет собой вариант повышения внутреннего сопротивления пере-
множающего ядра. Но аналитический анализ работы схемы не приводится.
В работе [2] предложена структура аналогового перемножителя сигналов на основе функциональной МОП-структуры, у которой на основе поликремния первого уровня выполнен плавающий затвор. а на основе поликремния второго уровня три входных затвора. С помощью этой структуры модифицирован перемножитель на основе ячейки Гильберта. Приведены временные диаграммы работы нового перемножителя. Но детальный анализ параметров пока не приведен.
В работе [3] представлен низковольтный аналоговый перемножитель сигналов на КМОП-транзисторах. работа которого основана на принципе транслннейностн. Предложенный перемножитель построен на основе дифференциальных пар на КМОП-транзисторах. Приведены результаты моделирования схем умножения и деления, но аналитические описания отсутствуют даже для нормальных температурных условий.
Работа [4] отражает исследования перемножителей различных конфигураций, в том числе построенных на основе КМОП-структур. хорошо известных в цифровой технике, как схема цифрового инвертора. Но в данном случае эти схемы работают в аналоговом режиме при значительных уровнях сквозных токов. Работа посвящена проектированию аналоговых перемножителей с учётом перебора разбросов значений вольт-амперных характеристик (ВАХ) транзисторов, их топологических размеров и температурных условий с целыо поиска «наихудшего случая» и отображения области работоспособности перемножителя. Приведенные диаграммы и таблицы доказывают необходимость учёта разбросов параметров элементной базы при проектировании высокоточного аналогового перемножителя в диапазоне температур от минус 55 до +125 ° С [ ]. Здесь приведено аналитическое обоснованно выбора схемы электрической принципиальной, указано на влияние температуры и проведено центрирование параметров схемы относительно иомииалыюй рабочей температуры кристалла интегральной микросхемы +60 °С. Но аналитические представления параметров по температуре отсутствуют.
Таким образом, температурная зависимость аналоговых поромножитолой сигнала является актуальной темой, но в современных исследованиях отражена недостаточно, что и вызвало необходимость выполнения представленной работы.
3 Изложение основного материала
В работе [6] рассматривается схема ячейки сверхнизковольтного одноквадрантного перемножителя сигналов, рис. 1. предназначен-
пого для выполнения операции свёртки в дискретно-аналоговом программируемом фильтре-корреляторе. На этом рисунке обозначены: УТ1, ут2 — преобразователи напряжение-ток (ПНТ), УТ3 - УТ6 — ключи для адресации выходного тока, — Б, + Б — весовые шины суммирования, Б, Д — шины управления выходными токами перемножителя в соответствии с текущим значением кода импульсной функции: — 1 или -1.
Ш
где КР = 12. ..24 мкА/В2 — параметр удельной крутизны, Кшь = 0,2. ..1,0 — отношение ширины к длине канала, УС = 2... 4 В — напряжение рабочей точки па затворе транзистора, Угпр1 < 1 В — информационное напряжение выборки входного сигнала, УТ = 0,8. ..1,2 В — пороговое напряжение транзистора, VВ = 0,8... 1 В — напряжение па стоке транзистора. Напряжение на истоке поддерживается равным нулю выходным преобразователем напряжение-ток (ПТН). Соответственно ток второго ПНТ перемножителя
1ут 1 = КРКШЬ^
1Ут 2 = КрК-жь^
• [(^ — Уыр1 — Ут)Ур — 0, БУр] , (2)
Результирующий выходной сигнал будет представлен как разница выражений (1) и (2)
= 1ут 1 — 1ут 2 = 2КрК-жьУыр1Уо (3)
Дифференцируя по температуре выражение (3), получаем
% = 2№, (Ур ^ + ^
5 Я
Рис. 1. Схема электрическая ядра перемножителя на основе преобразователей напряжение-ток на МОП-транзисторах
Этот перемножитель работает в линейной области ВАХ МОП-транзисторов УТ 1 и УТ2. Они же являются элементами памяти для парафазных отсчетов сигнала за счет собственной емкости затворов. В качестве второй обкладки конденсатора выступает канал транзистора. То обстоятельство, что для перемножения отсчетов входного сигнала, которые хранятся на затворах транзисторов УТ 1 и УТ2, используются только два значения импульсной функции: — 1, либо 1, позволяет свести операцию перемножения к переадресации токов транзисторов УТ 1 и УТ2 по шинам и —5. Для коммутации токов используются ключн, выполненные на транзисторах УТЗ-УТ6. Таким образом, результатом перемножения является разность токов двух транзисторов.
Если сопротивление транзисторов-ключей УТ3-УТ6 намного меньше ПНТ УТ 1 и УТ2, то ток первого ПНТ
Полагая производную тока равной нулю, получаем условие температурной стабильности поромно-житоля
КрёУв dT
= —Ур
&КР (\Т
(4)
Из полученного соотношения (4) следует, что температурный дрейф параметра удельной проводимости для ячейки, рис. 1, должен компенсироваться изменением напряжения на стоке ПНТ.
Модифицируем схему рис. 1 таким образом, чтобы между питанием и ячейкой был включен компенсирующий промежуточный резистор И., рис. 2.
В этой схеме возможен дрейф напряжения на стоках транзисторов-ПНТ. Очевидно, что
Ус с = Уа + /пнт К,
(5)
где /пнтД — ток ячейки.
Дифференцируя это выражение по температуре, получаем
+ Угпр1 — Ут )Ув — 0, 5УВ] , (1)
АУр АТ
-К
<А/пнт
(6)
R
в Я
Рис. 2. Схема электрическая ядра перемножителя с промежуточным резистором И.
Это соотношение условно будем называть стратегией линейного приближения к оптимальному решению. Этим подчёркивается линейная зависимость между производными тока и напряжения (4). которая не гарантирует получение оптимальной точки. но, как минимум, укажет направление спуска к экстремуму.
Так как значение выборок входного сигнала не зависит от температуры, то ищем экстремум на основе анализа тока рабочей точки. Для этого случая в уравнении ( ) полагаем Уыр1 = 0и учитываем пока только половину тока ячейки, подразумевая внести позже коррекцию для всех ячеек коррелятора. Поэтому после дифференцирования тока транзистора (1) для крутой области В АХ и несложных преобразований с учётом соотношения (6) получаем
V,
D
2KpKwl ddfr + KpKwlR
R
2 d Kp 2 ~dT~
KpKWL(Vdd^ - 2KPd^)'
значений. В свою очередь этот фактор ещё предстоит оценить. Для этого рассмотрим пример. Пусть суммарное количество ячеек программируемого фильтра-коррелятора составляет N 1024. Если отношение ширины капала транзисторов VT1 и VT2 к их длине по топологии интегральной микросхемы составляет W/L 0,5, то после выращивания толстого окисла ширина транзисторов уменьшится и для экспресс оценки можно принять для соотношения ( ) Kwl « 1000. Примем в первом приближении Vd 1 В, VT 1 В, Кр 12 мкА/В2 с температурной зависимостью в степени 3/2. Угол наклона температурного дрейфа порогового напряжения составляет 2,7 мВ/°К. Подставляя эти данные в формулы (1) и (7) получаем средний ток для всего векторного умножителя 3 мА и номинальное значение резистора R « 500 кОм. Понятно, что напряжение питания Усс в этом случае выходит за границы приемлемых эксплуатационных решений. Но такое значение указывает на направление поиска оптимального решения в области высоких значений сопротивления R.
Экспериментальные исследования проведены для векторного перемножителя сигналов с N 1024, построенного на МОП-транзисторах с индуцированным каналом р-типа для условий, когда на затворах транзисторов VT1 и VT2 среднее значение напряжения составляет относительно истоков 3 В, размах выборки сигнала по 1 В, и значения промежуточного резистора R принимают значения 5, 10 и 20 кОм, что отражено на графиках рис. 3. По оси ординат отложен выходной информационный ток в миллиамперах, который соответствует соотношению (3). По оси абсцисс отложена температура в градусах Цельсия. Ряд 1 соответствует значению R 5 кОм и напряжению Усс 10 В: ряд 2 R 10 кОм и Vcc 20 В; ряд 3 Л 20 кОм, Vcc 40 В.
Iy. мА
(7)
Соотношение (7) отражает требуемый закон изменения напряжения па стоках транзисторов УТ1 и УТ2. Из этого же соотношения нетрудно получить зависимость для компенсирующего резистора
(8)
Полученное соотношение (8) показывает, что с учётом температурных зависимостей параметра удельной крутизны и порогового напряжения [5] сопротивление R может достигать существенных
Рис. 3. Зависимость выходного тока перемножителя от температуры: Ряд 1 соответствует значению R 5 кОм и напряжению Усс 10 В: ряд 2 Л 10 кОм и Усс 20 В; ряд 3 Л 20 кОм, Усс 40
В.
Эти графики наглядно показывают, что по мере повышения сопротивления резистора К температурная стабильность асимптотически повышается, как это и следует из соотношения (8). В частности, для последнего случая с максимальным сопротивлением Л 20 кОм температурная нестабильность составила 8.4% в диапазоне температур от -60 до + 130 °С.
Считая, что соотношение (8) указывает на необходимость повышения сопротивления И., допустим, что сопротивление И. может зависеть от температуры. Тогда из соотношения (5) получим аналогично соотношению (6)
dR dT
d Уд I D d i
dT + dT
I
компьютерного эксперимента в среде ORG AD 9.2. с уровнем модели LEVEL 2. как и в [4] для МОП-транзисторов и модифицированной моделью Румеля-Пуна для биполярных транзисторов. Источником для расчёта температурной зависимости в данном случае послужили встроенные модели программной среды. В основе этих моделей лежит соотношение (1) с учётом температурных эффектов для МОП-транзисторов, а в модели Румеля-Пуна для биполярных транзисторов температурный коэффициент тока насыщения XTI 4,2.
-Vcc
(9)
VTG1
Соотношение (9) условно будем называть стратегией нелинейного приближения к оптимальному решению. Этим подчёркивается нелинейная зависимость между производными тока и напряжения, которая должна гарантировать получение оптимальной точки. Проанализируем это соотношение. Производные <Шр/¿Т и ¿1 /¿Т должны иметь в соответствии с графиками на рис. 3 положительный знак. Сопротивление Л н ток / по определению положительны. Отсюда следует вывод: сопротивление К должно иметь отрицательную температурную зависимость.
Для реализации такой стратегии последовательно с резистором К включим нелинейный элемент в виде биполярного транзистора, у которого коллектор подключен к базе. Обоснование такого подхода состоит в том, что напряжение база-эмиттер уменьшается с температурой при условии неизменности тока. Но, в отличие от МОП-транзисторов, у биполярных вертикальных ХРХ-транзисторов отсутствует деградация тока с температурой. Воспользуемся также токовым зеркалом, которое, в соответствии с соотношением (8), обеспечит высокое выходное сопротивление. В итого получаем схему, рис. 4. С помощью метода покоординатного спуска находим оптимальную точку. При напряжении Усе
5 В, сопротивлении К 2,09 кОм. При площадях
2
расчётным путём получена зависимость выходного тока от температуры, которая представлена на рис. 5. Расчётная температурная нестабильность составила 0,01%.
Следует указать, что резистор и транзисторы в цепи питания являются внешними компонентами н не входят в состав микросхемы. Это одно из условий каскадной наращиваемости микросхем фильтров-корреляторов при включении в общий канал обработки данных. При изменении количества микросхем в канале обработки соответственно изменяется номинальное значение резистора, а при необходимости и выбор транзисторов. Температурные параметры этих элементов в данной работе не рассматриваются. Ниже на рис. 5 представлены данные
VTG2
О
R
VT1 J
+ Vinp 1
Vd
VT3
J
I-T
In72 —1*
Vinpl
Th
- 0
VT4 VT5
"L,
VT6
L
+S -S
S R
Рис. 4. Схема электрическая ядра перемножителя с токовым зеркалом
1у, мА
-60 -40 -20 0,0 20 40 60 80 100 120 140 Температура,°С
Рис. 5. Зависимость выходного тока Ij^ перемножителя с токовым зеркалом от температуры
4 Анализ исследований
Аналитические исследования, моделирование и экспериментальная проверка показали эффективность аналитического анализа при исследовании температурной зависимости аналогового поромно-житоля сигналов. В частности, при линейной стра-
0
тогии поиска оптимального решения получено направление поиска н асимптотического приближения к экстремуму. При этом экспериментально достигнут уровень 8.4%. Для некоторых практических приложений и этого уровня стабильности достаточно. Продолжение анализа в направлении, указанном линейной стратегией, привело к нелинейной стратегии и получении расчётной экстремальной точки. Для этого был введен нелинейный элемент с отрицательным наклоном температурной зависимости. В итоге синтезирована схема питания аналогового перемножнтеля и с помощью простой оптимизации получена термостабильная точка с выраженным минимумом. Расчётная температурная нестабильность не превосходит 0.01%. что соответствует данным [4]. Экспериментальная проверка показала несколько худшие результаты, но не хуже 0.05%.
5 Выводы
1. Исследована аналитически температурная стабильность аналогового перемножителя сигналов для программируемого фильтра-коррелятора.
2. Предложена линейная стратегия приближения к оптимальному включению, которая определила направление поиска.
3. Предложена нелинейная стратегия, которая позволила синтезировать оптимальную схему включения. дающую экстремальную точку температурной стабильности.
4. Полученные результаты соответствуют потенциальным оценкам для лучших известных аналоговых перемножнтелей.
6 Перспективы дальнейших исследований
Полученного результата высокой стабильности для ядра аналогового перемножителя не достаточно. Анализ проводился для модели транзисторов второго порядка. Для повышения точности необходим учёт кубических членов модели. Кроме того, выходным сигналом является разность токов. Для дальнейшей обработки необходимо преобразовать ток в напряжение и получить разность напряжений. Возможен вариант получения разностного тока с последующим преобразованием в напряжение. В любом случае схемы последующих преобразований будут вносить погрешности, в том число и связанные с дрейфом температуры. Поэтому дальнейшие исследования необходимо также направить на повышенно точности следующих ступеней обработки выходного сигнала аналогового перемножнтеля.
Перечень ссылок
1. Nandini Л. S. Design and Implementation of Analog Multiplier with Improwed Linearity / A.S. Nandini. S. Madhavan, Ch. Sharma // International Journal of VLSI design & Communication Systems (VLS1CS), Vol.3. No.5, pp. 93-109.
'2. Duraisamy K. Low Power Analog Multiplier Using Ml-FGMOS / K. Duraisamy. U. Ragavendran // Journal of Computer Science. 2013. 9(4). pp. 514-520.
3. Ghanavati B. Low-Voltage CMOS Multiplier Circuit Based on the Translinear Principle / B. Ghanavati, E.T. Moghaddam // Universal Journal of Electrical and Electronic Engineering. 2014. 2(3). p. 124-127.
4. Quintero R. R. F. Design of Four-Quadrant Analog Multipliers Robust to PVT Variations / R. R. F. Quintero ; National Institute for Astrophysics. Optics and Electronics. Tonantzintla, Puebla. June 2014. 81p.
5. Чаплыгин Ю.А. Исследование электрических характеристик КМОП-КНИ структур с ироектиыми нормами 0.5 мкм для высокотемпературной электроники / Ю.Л. Чаилыгии, Т.10. Круикииа, АЛО. Красюков, Е.А. Артамонова // Проблемы разработки перспективных микро- и иаиоэлектроииых систем (МЭС-2016). М. : ИППМ РАН. 2016. 6 с.
6. Павлов Л. П. Схемотехника сверхиизковольтиого иере-миожителя сигналов / Л.Н. Павлов. П.В. Кучершок // Электрошшка и связь. 2015. Том. 20. № 6(89). с. 11-15.
References
[1] Nandini A.S.. Madhavan S. and Sharma Ch. (2012) Design and Implementation of Analog Multiplier with Improwed Linearity. International .Journal of VLSI design & Communication Systems (VLS1CS), Vol.3, No.5 pp. 93-109. DOl: 10.5121/vlsic.2012.3508
[2] Duraisamy K. and Ragavendran U. (2013) Low Power Analog Multiplier Using M1FGMOS, Journal of Computer Science, Vol 9, No 4, pp. 514-520. DOl: 10.3844/jessp.2013.514.520
[3] Ghanavati B. and Moghaddam E. T. (2014) Low-Voltage CMOS Multiplier Circuit Based on the Translinear Principle, Universal .Journal of Electrical and Electronic Engineering, Vol. 2, No 3, pp. 124-127. DOl: 10.13189/ujeee.2014.020305
[4] Quintero R. R. F. (2014) Design of Four-Quadrant. Analog Multipliers Robust to PVT Variations. National Institute for Astrophysics, Optics and Electronics, 81 p.
[5] Chaplygin Yu. A., Krupkina T. Yu., Krasyukov A. Yu. and Artamonova E. A. (2016) 0.5 um SOI CMOS for Extreme Temperature Applications, Problems of Advanced, Micro-and Nanoelectronic Systems Development (MES-2016), 6 p.
[6] Kucherniuk P. and Pavlov L. (2015) Network design of ultra low voltage multiplier, Elektronika i svyaz'. Vol. 20, No 6(89), p. 11-15.
Температурна стабшьшсть наднизько-вольтного перемножувача сигнал!в
Павлов Л. М., Лебедев Д. Ю.
В робот! розглянута температурна стаб!льшсть на-днизьковольтних перемножувач!в сигнал!в, ят скла-дають основу дискретно-аналогових програмованих ф!льтр1в-кореляторов. Щ корелятори здшснюють згор-тку вектора виб!рок вх!дного сигналу \ поондовноста вагових коефщ1ентав ¡мпульсно! функцп. Щ коефщ!ен-тн прнймають два значения: +1 або -1. Перемножувач иобудований на основ! МОП-транзистора. Першим сшв-множником виступае напруга вибфки сигналу, яка збе-р!гаеться на затвор! транзистора, а другий визначаеться адресою, куди буде спрямований струм транзистора, який \ становить результат перемножения. В даному випадку ваговий коефщ!ент +1 означав, що струм буде спрямований в шину шдсумовування "позитивних" струм!в, а коефкцент ¡мпульсно! функци -1 впзначпть подключения струму перемножувача до шиии шдсумовування "негативних" струм!в. Остаточний результат перемножения вектор!в формуеться в!дшманням вихь дних сигнал!в вагових шин шдсумовування. Як вар!ант це може бути перетворення вих!диих струм!в в напру-гу двома зовшшшми иеретворювачами струм-напруга \ утворення диференгцальпого сигналу у вигляд! вих1дио! напруги. Осшльки струм МОП транзистора схильний до температурно! залежноста, то цей фактор впливае на точшсть перемножения. Ашинз гце! залежноста \ мо-жлпв!сть И ослабления иредставлеш в дашй робот!. Зокрема запропоноваш стратег!я л!шйного та нелшш-ного паближепия до термостаб1льпо1 точки. Отримаио апал1тичп1 сшвв1дпошеипя для иеобх1диих умов температурно! стабшзаци. Для стратег!! нел!шйного наблп-ження запропонована схема з нелшшним елементом — бшолярним транзистором. Отримаио експериментальш результата пол!пшення температурно! стабш!зац1! для обох стратегш.
Ключовг слова: перемножувач сигшинв; температурна стаб!льн1сть; штегральш м!кросхеми корелятор!в; векторне перемножения сигшинв; в!дл!ки сигналу
Temperature stability of ultra low voltage signals multiplier
Pavlov, L. M., Lebedev, D. Yu.
The paper considers the thermal stability of ultra low voltage signals multipliers that form the basis of discrete-analog programmable filter-correlators. These correlators perform convolution vector of the input signal samples and a sequence of weighting coefficients impulse function. These coefficients take two values: +1 or -1. The multiplier is based on a MOS transistor. The first factor appears voltage signal sampling, which is stored on the gate of the transistor, and the second is determined by the location where the current of the transistor will be sent, which is the result of multiplying. In this case, the weighting factor is one that will be sent to the current summing bus "positive" current, and the pulse rate function determines -1 multiplier connection summing bus "negative" current. The final result of multiplication of vectors is generated by subtracting the output signals weighted summation of tires. Alternatively this conversion can be output currents to two outer transducers voltage differential signal current and formation voltage as an output voltage. Since the MOSFET current is subject to temperature dependence, this factor affects the accuracy of multiplication. Analysis of this relationship and the possibility of its weakening presented in this paper. In particular, the strategy of linear and nonlinear approximation to the thermostable point is proposed. An analytical relationship is obtained for the necessary conditions for temperature stabilization. For the non-linear approximation strategy, a circuit with a nonlinear elementa bipolar transistor — is proposed. Experimental results of improving the temperature stabilization for both strategies are obtained.
Key words: signals multiplier; temperature stability; integrated chip correlators; vektor signals multiplying; signals samples
