CC BY
17
5.Сипайлов Г. Л., Дмитриев В. Н. Определение пусковых характеристик синхронного двигателя продольно-поперечного возбуждения с массивным ротором при переменной частоте питающей сети. Депонирована отделением ВНИИЭМ инв.793-д, 17.06.1975.
Боровиков Михаил Алексеевич, доктор технических наук, профессор, заведующий кафедрой « Электропривод и автоматизация промышленных установок» УлГТУ, действительный член Академии электротехнических наук РФ. Окончил Томский политехнический институт. Имеет статьи и монографии по вопросам повышения качества автоматизированных электроприводов разных классов.
Дмитриев Владимир Николаевич, кандидат технических наук, докторант кафедры « Электропривод и автоматизация промышленных установок» УлГТУ. Окончил Томский политехнический институт. Имеет статьи в области электромеханики.
УДК 621.314.26:621.382.2
С.Н. СИДОРОВ, П. В. КУДРЯШОВ
РЕКУПЕРИРУЮЩИЙ ЭЛЕКТРОПРИВОД С ИНВЕРТОРОМ НАПРЯЖЕНИЯ И СПОСОБ УПРАВЛЕНИЯ ВЫПРЯМИТЕЛЕМ НА ЕГО ВХОДЕ
Рассматриваются условия реализации тормозных режимов в системах частот- нерегулируемого электропривода с инверторами тока и напряжения. Предполагаются технические решения, позволяющие осуществлять рекуперативное торможение в структурах с инвертором напряжения и нереверсивным выпрямителем ни сетевом входе.
В настоящее время наибольшее применение получает частотнорегулируемый электропривод, выполненный по структуре «однокомплектный выпрямитель (В) - звено постоянного тока с конденсаторным фильтром (ЗПТ) - автономный инвертор напряжения (АИН)» [1]. В связи с появлением достаточно мощных и надежных в работе силовых транзисторных модулей их применение, с целью расширения функциональных возможностей, становится целесообразным не только для построения инвертора, но и выпрямителя. Основной недостаток данной структуры электропривода состоит в невозможности осуществления тормозных режимов с рекуперацией энергии в питающую сеть. Направленное на устранение данного не-достатка известное техническое решение предполагает применение на
51 Вестник УлГТУ 1/2001
входе ие едко — а дау адсомплекшого реверсивног о и]?еслразователя, опии ;•? комплектов которого используется при -торможении, работая в режиме ведомого сетью инвертора.
Однако в приводах, с частыми тормозными режимами это решении гре- буе" удвоения установленной мощности указанного входного звена и по-тому находит ограниченное применение. Сравнение условий реализации тормозных режимов в схемах с АМН и АИТ (автономный инвертор тока) позволяет прийти к выводу, что причина указанного недостатка связана с наличием в схеме ДИН обратных диодов и полярного конденсатора фильтра. Данные элементы препятствуют переполюсовке напряжения в звене постоянного тока в тормозных режимах, что является условием рекуперации путем перевода однокомплектного выпрямителя в инверторный режим, как это происходит в схемах с: .АИТ.
Простое устранение указанных элементов в схеме АНН ведет не только к ухудшению качества выпрямленного напряжения в звене постоянного тока, но также грозит аварийным режимом вследствие прерывания реактивного тока нагрузки и возможных перенапряжений. Поэтому предлагаемое техническое решение направлено на устранение низкочастотных пульсаций в звене постоянного тока без применения сглаживающего конденсатора, с одной стороны, а с другой - ка сохранение возможности замыкания реактивного тока через конденсатор при выполнении АИН на вентилях с односторонней проводимостью, не шунтированных обратными диодами. Для решения первой задачи предлагается применить способ широтноимпульсного регулирования напряжения выпрямителя, устраняющий в его составе низкочастотную составляющую. Для решения второй - подключить конденсатор фильтра к зажимам переменного тока АИН с помощью диодного моста, полюсы которого не связаны с зажимами постоянного тока ЗПТ.
Наиболее близкое воплощение указанного способа содержится в изобретении [2]. Данный способ осуществляется путем циклического подключения с тактовой частотой выходной цепи выпрямителя поочередно к двум фазам питающей сети - в однотактной или к двум линейным напряжениям - в двухтактной схемах выпрямления, имеющим в течение такта наибольшие положительное и отрицательное напряжения, а также регулирование длительности подключения к указанному положительному напряжению сети с помощью широтно-импульсного модулятора, работающего по вертикальному принципу на основе сравнения управляющего напряжения и периодически изменяющегося опорного сигнала, получаемого исходя из равенства среднеинтегральных отклонений выходного напряжения выпрямителя от приведенного к сетевом}' входу значения управляющего сигнала в ту и другую стороны. При этом опорный сигнал формируют суммированием двух составляющих, одну из которых получают интегрированием с начала такта при нулевых начальных условиях алгебраиче-
ской суммы упомянутых напряжений сети и усреднения результата на периоде тактовой частоты, а в качестве второй составляющей принимают одно из указанных напряжений сети отрицательного знака. Для реализации известного способа используется управляющее устройство, основными частями которого служат широтно-импульсный модулятор для управления выпрямителем и система управления инвертором.
Однако данный алгоритм не предусматривает регулирование выпрямителя в инверторном режиме, а его реализация при указанном способе по второй составляющей опорного сигнала не обеспечивает полной компенсации низкочастотных пульсации.
Для реализации рекуперативного торможения предлагается при каждой смене полярности напряжения в звене постоянного тока с положительного на отрицательное изменением скважности импульсов управления переводить выпрямитель в инверторный режим с последующим регулированием тока ЗПТ путем изменения ширины управляющих импульсов в функции разности напряжений на зажимах ЗПТ и конденсатора фильтра. Для устранения недостатка известного способа управления предлагается вторую составляющую опорного сигнала формировать путем интегрирования с последующим усреднением результата за период тактовой частоты указанного напряжения сети отрицательного знака. Для реализации способа предусматривается введение в устройство управления дополнительных цепей для измерения средних значений напряжения на выходе выпрямителя и обкладках конденсатора напряжений, а также изменения скважности импульсов управления выпрямителем в функции разности этих напряжений с целью поддержания заданной величины тока в режиме рекуперативного торможения.
На рис. 1 представлена схема предлагаемого устройства. Полученные моделированием на компьютере временные диаграммы управляющего иу(у), опорного иоп(у) и выпрямленного напряжения Ud(v), иллюстрирующие способ управления трехфазным мостовым выпрямителем, представлены на рис.2. Устройство содержит однокомплектный выпрямитель 1, выполненный по трехфазной мостовой схеме на двухоперационных вентилях; трехфазный автономный инвертор напряжения 2, выполненный на аналогичных вентилях с односторонней проводимостью тока, не шунтированных обратными диодами; асинхронный двигатель 3, подключенный статорными обмотками к выходам инвертора и одновременно - ко входам устройства защиты от перенапряжений 4 в виде диодного моста с полярным конденсатором фильтра в цепи постоянного тока и параллельно подключенным разрядным резистором; широтно - импульсный модулятор 5 для управления вентилями выпрямителя и устройство управления вентилями инвертора 6; задатчик тормозного тока 7 с подключенным на выходе узлом сравнения заданного и текущего значений тока ЗПТ 8 и регулятором тока 9;
узел сравнения средневыпрямленного напряжения выпрямителя с напряжением конденсатора 10 с подключенным на выходе регулятором напряжения 11, выход которого подключен ко входу широтно-импульсного модулятора. Имеется также связь датчика напряжения ЗПТ с устройством 5, необходимая для перевода выпрямителя в инверторный режим при появлении отрицательного напряжения в звене ЗПТ.
Устройство работает следующим образом. В двигательном режиме напряжение, поступающее с выхода АИН на статорные обмотки двигателя, превышает противо-ЭДС вращения, а потому напряжение ЗПТ на входе инвертора остается положительным. Полагается, что в таком случае регулятор 11 находится в режиме насыщения и не оказывает влияния на процессы управления в модуляторе 5. Так же считается, что несмотря на отсутствие обратных диодов в схеме АИН, работа данного звена происходит обычным образом, а именно, после каждого переключения вентилей запаздывающий по фазе реактивный ток нагрузки имеет возможность некоторое время замыкаться по цепи, содержащей диоды и конденсатор фильтра 4, дозаряжая последний. Наличие параллельно включенного разрядного резистора препятствует накапливанию заряда на обкладках конденсатора, в связи с чем уровень перенапряжений на всех элементах привода будет ог-раничен. Так как представленное техническое решение может быть приме-нено при любом известном алгоритме управления вентилями АИН, более подробно данный вопрос здесь не обсуждается. Предлагаемое техническое решение направлено на устранение низкочастотной составляющей в составе выпрямленного напряжения и тока ЗПТ программным способом высокочастотной широтно-импульсной модуляции, т.е. без необходимости применения специальной обратной связи.
Особенности реализации данного способа рассмотрим на примере трехфазной мостовой схемы, полагая, что тактовая частота модуляции равна 1800 Гц, то есть в шесть раз превышает частоту пульсаций выпрямителя. За основу примем наиболее распространенный способ модуляции ШИМ-2, когда длительность импульсов управления определяется из условия равенства управляющего и периодически изменяющегося опорного сигналов (см. рис. 2). Для компенсации низкочастотных пульсаций предусматривается автоматическое изменение в блоке 5 формы опорных сигналов на периоде сетевых пульсаций выпрямленного напряжения, как это предусматривается в решении, принятом за прототип. Достигаемое постоянство среднетактовых значений выпрямленного напряжения при наличии сглаживающей индуктивности ведет к полному устранению низкочастотной составляющей в токе ЗПТ, а значит, и в токе статорных обмоток двигателя. Полная компенсация пульсаций достигается при правильном задании формы опорных сигналов. Аналитическое выражение этого сигнала отыскивается из равенства
среднетактового значения выпрямленного и приведенного к сетевому входу управляющего напряжений
\ Т
Ш v,dv-V fU..v.dv.nU ' т ' 1 J 2 V
(1)
где Ш,и2- напряжения сети, участвующие в модуляции на рассматриваемом такте длительностью Т, причем и/, О, и2 0;
-приведенный к выходной цепи преобразователя управляющий сигнал;
Udo. Uoim ~ максимальное выпрямленное напряжение и амплитуда опорного сигнала соответственно. Приводя уравнение (1) к более удобному виду
± ¡(У, M+L^ {vJjiH-lfo [y)dv = V\t
m
видим, что согласно вертикальному принципу оно может рассматриваться как уравнение точки встречи опорного (левая часть) и управляющего (правая часть) сигналов на ьм такте модуляции, а искомый параметр у - длительность импульса выходного напряжения выпрямителя положительной полярности -как промежуток времени от начала такта до момента выполнения данного равенства. Как следует из данного выражения, опорный сигнал содержит две составляющие, из которых первая получается интегрированием в течение искомого интервала времени алгебраической суммы сетевых напряжений, участвующих в модуляции на рассматриваемом такте, а вторая - интегрированием сетевого напряжения отрицательного знака в течение всего такта. Известное техническое решение предполагает приближенное решение данного уравнения, для чего предусматривалась замена
■ I
- fE/^yv«^).
' Л
(3)
Однако проверка показывает, что данное решение ведет к ошибке в отыскании интервала yh достигающей 10-15% и, соответственно, к неполной компенсации низкочастотных пульсаций на выходе выпрямителя. В то же время точный учет данной части опорного сигнала не представляет затруднений и может быть осуществлен путем смещения опорного сигнала на каждом такте на заранее известную постоянную величину
где т - пулъсность выпрямителя, определяемая как число низкочастотных пульсаций на периоде сети;
Т- период тактовой частоты модуляции в угловом измерении; i=0,l,2,..n-l -порядковый номер такта на периоде пульсаций; п = 2п/тТ - кратность тактовой частоты по отношению к частоте пульсаций выпрямителя. Уравнение представлено в системе относительных единиц с базовым значением, равным амплитуде фазного напряжения сети. Тогда общее вы-ражение опорного сигнала на каждом г-м такте, полученное из левой части уравнения (2), запишется
% т тп т та т тл
Рассчитанные с помощью данного выражения опорные сигналы для всех п-6 тактов модуляции представлены на рис. 2. Нелинейная форма этих сигналов приводит к тому, что ширина импульсов, получаемых в результате сравнения опорных и управляющего сигналов, не остается постоянной в течение периода низкочастотных пульсаций, что способствует устранению этих пульсаций за счет выравнивания среднетактовых значений выпрямленного напряжения. Расчеты показывают, что при указанном задании опорных сигналов достигается абсолютная точность выравнивания среднетактовых значений выпрямленного напряжения, что гарантирует возможность сглаживания тока ЗПТ без установки конденсатора.
В итоге реализация тормозных режимов в представленном электроприводе будет происходить следующим образом. Будем полагать, что торможение вызвано уменьшением частоты напряжения статора или появлением дополнительного момента, подкручивающего вал электродвигателя. Возникающее при торможении превышение противо-ЭДС вращения двигателя над питающим напряжением статорных обмоток будет сопровождаться переполюсовкой напряжения в звене постоянного тока.
Сигнал ошибки регулирования на выходе узла сравнения 10 уменьшится, и регулятор 11 выйдет из режима насыщения. Одновременно с этим по команде сигнала отрицательного знака, поступающего из ЗПТ в модулятор 5,последний так изменит ширину управляющих импульсов, что выпрямитель 1 будет переведен в инверторный режим, и на его выходе появится выпрямленная противо-ЭДС сети также отрицательного знака. Вследствие превышения скорости вала над новым значением скорости холостого хода, электрическая машина 3 переходит в генераторный режим, при этом вентили АИН начинают выполнять функции выпрямителя, а вентили звена В
- функции ведомого сетью инвертора. Изменение направления тока в
звене ЗПТ не происходит и указанные вентили останутся в проводящем состоя-
нии. Вследствие несовпадения знака напряжения и тока активная составляющая электрической мощности изменит знак на отрицательный, что означает начало рекуперации, т.е. передачи активной мощности обратно в питающую сеть.
Главная особенность состоит в том, что в данной структуре электропривода ток нагрузки может замыкаться по двум цепям, одна из которых, как отмечено, содержит кроме обмоток статора АД вентили АИН, В и сети, а вторая - диоды, конденсатор и разрядный резистор устройства защиты от перенапряжений 4. Величины указанных составляющих тока обратно пропорциональны значениям противо-ЭДС данных цепей, а именно: выпрямленной противо-ЭДС сети в цепи с ведомым инвертором или встречного напряжения на обкладках конденсатора в цепи с устройством 4. Поэтому полагается, что в каждом случае регулированием длительности импульсов на выходе модулятора 5 можно обеспечить меньшее значение выпрямленной противо-ЭДС инвертора по сравнению с напряжением конденсатора и тем самым для осуществления рекуперации направить основную часть тока нагрузки в питающую сеть. Введение в управляющую схему привода задат-чика тока торможения 7, датчика и регулятора тока 9 обеспечивают возможность автоматического поддержания постоянства тока и, соответственно, постоянство момента на валу двигателя во время торможения. Получению заданного тока может способствовать так же изменение соотношения между указанными величинами напряжений с помощью потенциометров в цепях их замера. Регулирование выпрямленной противо-ЭДС инвертора в функции указанного превышения напряжения конденсатора также может производится по принципу отклонения с помощью регулятора
11. Полученная таким образом двухконтурная система автоматического регулирования построена по известному принципу подчиненного регулирования с так называемым каскадным включением регуляторов тока 9 и напряжения 11. Выбор места включения регуляторов в подобных структурах определяется, как известно, сравнительной скоростью координат в переходных режимах. В связи с тем, что изменение тока происходит более инерционно, чем изменение напряжения ведомого инвертора, контур регулирования тока принят главным, или внешним, а контур регулирования напряжения внутренним, или подчиненным.
Достоинством предложенного решения является простота реализации при сохранении высоких энергетических показателей, не требующая введения в силовую схему привода дополнительных элементов.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Справочник по проектированию автоматизированного электропривода и систем управления технологическими процессами / Под ред. В.И. Круповича. М.: Энергоиздат, 1982.
2.Патент РФ 2110136 Способ широтно-импульсного регулирования напряжения на выходе сетевого преобразователя / С. Н. Сидоров,
Ю. Л. Ши кин//Изобре тения. 1998. № 12.
Сидоров Сергей Николаевич, кандидат технических паук, доцент кафедры «Электропривод и автоматизация промышленных установок» Ул—ГТУ. Окончил Ульяновский политехнический институт. Область научных интересов — преобразовательная техника для автоматизированного электропривода. Автор сорока изобретений.
Кудряшов Павел Владимирович, окончил энергетический факультет Ульяновского государственного технического университета. Аспирант кафедры «Электропривод и автоматизация промышленных установок» УлГТУ. Имеет статьи в области автоматизированного электропривода.
УДК 621.314.632
М. А. БОРОВИКОВ, М. В. ПЕТРОВА
МОДЕЛИРОВАНИЕ СИСТЕМЫ АВТОМАТИЧЕСКОГО УПРАВЛЕНИЯ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕМ
Разработана система автоматического управления компенсирующим преобразователем. Показано влияние частоты коммутации компенсационного преобразователя на характер изменения тока и напряжения при различных частотах. Проведено имитационное моделирование с помощью универсального пакета программ Electronics Workbench. Система управления (СУ) преобразователем состоит из блоков формирования импульсов управления транзисторами Т1-ьТ4, задающих устройств, измерительных устройств (датчиков), регулятора компенсирующего тока, включающего в себя устройство коррекции (обеспечения устойчивости при надлежащем качестве), и в конечном счете должна представлять собой САУ, обеспечивающую потребление из сети тока, синфазного с напряжением ес. Функциональная блок-схема СУ представлена на рис.1, где
БП - блок питания, содержащий необходимые для питания всех уст-ройств напряжения постоянного тока Еш-ьЕт,; 59 Вестник УлГТУ 1/2001
