CC BY
248
УДК 621.3.049.77:621.372.632+53.072:681.3
РАЗРАБОТКА СТРУКТУРЫ И СХЕМНЫХ РЕШЕНИЙ УМНОЖИТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ ДЛЯ РЕАЛИЗАЦИИ В ТЕХНОЛОГИЧЕСКОМ БАЗИСЕ С СУБМИКРОННЫМИ ТОПОЛОГИЧЕСКИМИ НОРМАМИ
Д.В. Шеховцов, Ю.С Балашов, О.П. Новожилов, А.И. Мушта
Проведён анализ схемных решений устройств умножения частоты, обоснована структура и построение пригодной для реализации в технологическом базисе с субмикронными топологическими нормами базовой бесфильтровой ячейки умножителя, которая принципиально превосходит лучшие мировые достижения по критерию уровня побочных гармоник на выходе удвоителя частоты
Ключевые слова: умножитель частоты, базовая ячейка, субмикронный технологический процесс, модель, топология, побочные гармоники
Введение. Умножители частоты в настоящее время получили очень широкое применение в самых разнообразных видах радиоэлектронной аппаратуры. Радионавигационные и радиолокационные системы, схемы подавления помех, системы управления скоростью двигателя, аппаратура телекоммуникации - вот далеко не полный перечень областей применения. Достижения в области миниатюризации устройств и современные микротехнологии позволили воплотить физическую реализацию умножителей частоты в виде топологии микросхемы, и, тем самым, существенно расширить область применения, как самих умножителей частоты, так и микросхем, в структуру которых входят умножители частоты.
Микроэлектронное исполнение умножителей частоты, создание ГР-блоков кратных преобразователей частоты является настоятельной научной и производственной задачей сегодняшнего дня.
Одной из довольно востребованных областей применения умножителей частоты являются всевозможные синтезаторы частот с различными типами архитектуры и генераторы опорных тактовых сигналов микропроцессоров. Использование умножителя частоты позволяет существенно упростить схемы этих устройств, повысив при этом их помехоустойчивость.
Обзор литературы и постановка задачи. На сегодняшний день существует большое количество всевозможных схем умножения частоты гармонических колебаний, выпущено много литературы, описывающей архитектуры и принципы работы умножителей. По принципу действия умножители частоты можно объединить в следующие типы [1]: на основе синхронизации автогенераторов (АГ); с использованием метода фазовой автоподстройки
Шеховцов Дмитрий Витальевич - ВГТУ, аспирант, тел. 89081326813
Балашов Юрий Степанович - ВГТУ, д-р физ.-мат. наук, профессор, тел. (4732) 92-94-45
Новожилов Олег Петрович - МГИЭМ, д-р техн. наук, профессор, тел. 8910494960
Мушта Александр Иванович - ВГТУ, канд. техн. наук, профессор, тел. 89610285069
частоты (ФАПЧ); искажающего типа, на основе фильтрового и комбинационного методов.
Как известно, автогенераторы (АГ), работающие в режиме синхронизма, имеют узкую полосу рабочих частот, составляющую несколько процентов. Кроме этого их амплитудно-частотная характеристика не равномерна в рабочей полосе частот, а используемые типы автогенераторов содержат катушки индуктивности, что делает их мало технологичными. Поэтому их основное применение - СВЧ-диапазон и более высокие частоты.
Умножитель на основе автогенератора содержит АГ, генерируемая частота которого близка к частоте N0). С выхода АГ сигнал поступает на делитель частоты с коэффициентом деления N. Выходное напряжение делителя частоты подается на фазовый детектор (ФД). К другому входу ФД подключен источник колебаний частоты о, частота которого подлежит умножению. В результате сравнения в ФД входных колебаний на его выходе образуется сигнал, корректирующий фазу колебаний АГ, в результате на его выходе устанавливается колебание с частотой N0.
В умножителе частоты этого класса реализуются большие значения коэффициента умножения (до 103 и более) при подавлении побочных колебаний на 90 дБ и выше при достаточно простой схеме изменения коэффициента умножения. Рабочая полоса таких устройств может составлять 30 % и более. Однако для практической реализации таких умножителей частоты требуются управляемые автогенераторы, содержащие катушки индуктивности, что не позволяет использовать его в интегральном исполнении.
Принцип действия умножителей частоты искажающего типа, основан на искажении формы входного сигнала с помощью нелинейных элементов и последующем выделении нужной гармоники либо с помощью полосовых фильтров, либо путем компенсации побочных гармоник.
В качестве нелинейных элементов в этих умножителях частоты используются диоды, активные элементы - транзисторы, а также нелинейные реактивные элементы: катушки индуктивности, варак-торы, синтезированные нелинейные элементы и др.
Эффективность умножения диодных умножителей частоты низкая, кроме того они являются узкополосными, т. к. требуют применения полосового фильтра с высокой избирательностью.
В различных устройствах широко используются транзисторные умножители частоты. При этом используются как биполярные, так и полевые транзисторы, работающие с отсечкой тока. Обычно транзисторные умножители частоты работают на малом уровне мощности, что обусловлено невысоким КПД умножителей частоты.
В варакторных умножителях частоты нелинейным элементом является варактор - полупроводниковый диод с р-п- переходом, имеющим нелинейную вольт-кулонную характеристику суммарной емкости (барьерной и диффузионной). В идеальном случае варактор, не имеющей потерь, поскольку протекающий через нее ток не содержит постоянной составляющей. Поэтому преобразование входной мощности с входа на выход осуществляется без потерь в соответствии с соотношением Менли-Роу. Существуют схемы широкополосных варакторных умножителей. Основным недостатком использования варакторных умножителей частоты является наличие полосовых фильтров, что делает невозможным реализацию их в интегральном исполнении.
В основе принципов построения умножителей частоты на основе синтезированных нелинейных реактивных элементах (СНРЭ) лежат известные законы коммутации в цепях с одним накопителем энергии. Оптимальные условия коммутации ключа в цепях с одним накопителем энергии, алгоритм коммутации ключа, схемотехника синтезированных нелинейных реактивных элементов изложены, в частности, в [2].
Умножитель частоты на СНРЭ эффективно работает как в области радиочастот, так и на низких частотах, как с достаточно большим коэффициентом умножения (Ы > 5), так и с малой кратностью умножения (Ы = 2,3). При этом для N = 2 возможен и широкополосный режим работы с малым уровнем побочных гармоник. Для эффективной работы ва-ракторных умножителей частоты на СНРЭ в интегральном исполнении необходимо использовать диодно-транзисторные ключи с малыми напряжениями насыщения и при небольших токах, что требует проведения дополнительных исследований.
Бесфильтровые умножители частоты являются наиболее оптимальными при реализации в интегральном исполнении. За счет применения новых технологических процессов производства и элементной базы субмикронного диапазона интегральная реализация таких умножителей позволяет работать с довольно высокими частотами и обеспечивать необходимую чистоту выходного сигнала, занимая при этом минимальное пространство на кристалле.
Пути реализации бесфильтрового умножителя частоты. Бесфильтровый умножитель частоты реализуется: с использованием компенсационного способа подавления побочных гармоник и приме-
нением нелинейных элементов с оптимальными характеристиками. Наиболее целесообразно идеальный умножитель частоты выполнять с кратностью умножения N=2 компенсационным методом с использованием нелинейных элементов с квадратичной характеристикой, спектр которых содержит только две частоты: входную ю и выходную 2со. Такие характеристики имеют варакторы с резким р-п-переходом, работающем в барьерном режиме и технологически реализуемом с высокой точностью требуемой нелинейности вольт-фарадной характеристики, а также полевые транзисторы с МОП структурой и управляющим р-п переходом, проходная характеристика которых, также квадратичная.
В [3] предложена схема подобного умножителя, удваивающая частоту входного сигнала. Устройством формируется и выделяется вторая гармоника выходного сигнала, имеющего частоту вдвое большую входного. Все нечетные гармоники подавляются, остальные четные имеют низкий уровень. Основное достоинство его заключается в возможности реализации в интегральном исполнении.
В схемах на варакторах, по сравнению со схемами на полевых транзисторах, коэффициент передачи меньше при одинаковых значениях токов, протекающих через нелинейные элементы. Кроме того, для создания оптимального режима работы в этих устройствах, требуется значительно больший уровень сигнала входной частоты.
Из всех существующих активных элементов наиболее перспективными в этом плане являются полевые транзисторы, обладающие квадратичными проходными характеристиками. В [4] предложена принципиальная схема умножителя, реализованного с использованием полевых транзисторов, включенных по схеме с общим истоком с характеристикой, описываемой полиномом Чебышева. В описываемом удвоителе частоты возможно появление побочных составляющих, обусловленных неиден-тичностью характеристик транзисторов, неравенством напряжений смещения, отклонения от квадратичной зависимости вольтамперных характеристик полевых транзисторов.
Более перспективным является использование умножителей частоты, выполненных на полевых транзисторах при включении с общим затвором [5]. В данном устройстве значительно расширен диапазон рабочих частот. Это обусловлено тем, что в схеме применена отрицательная обратная связь по току, за счет чего выходные характеристики транзисторов более линейны, при этом уменьшается уровень побочных гармоник, по сравнению со схемой включения транзисторов с общим истоком, и разброс по параметрам.
Таким образом, схемы удвоителей частоты как на полевых транзисторах, так и на варакторах без применения фильтров обеспечивают умножение частоты в широкой полосе частот, начиная с достаточно низких до высоких, включая СВЧ.
Как видно из представленного выше материала, основными задачами разработки современных ум-
ножителей частоты являются расширение диапазона рабочих частот, т. е. диапазонности базовой ячейки умножения, а, следовательно, и самого умножителя, повышение стабильности частоты, получение выходного сигнала с качественными спектральными свойствами, т.е. низким уровнем побочных гармоник.
Анализ литературных источников показывает, что наилучшими качествами будет обладать бес-фильтровый умножитель частоты, спроектированный с применением полевых транзисторов, и выполненный в интегральном исполнении с субмик-ронными технологическими нормами.
Разработка структуры базовой ячейки умножителя частоты. Известны удвоители частоты, содержащие нелинейные элементы и фильтры для подавления побочных гармоник [6] .Недостаток такого технического решения — наличие фильтров и необходимость их перестройки при изменении входной частоты, что делает невозможным изготовление удвоителей в виде интегральных схем. Наиболее близким по технической сущности к заявляемому объекту является бесфильтровый удвоитель частоты, содержащий два нелинейных элемента с квадратичной характеристикой, включенных по двухтактной схеме [3]. Недостатком этого известного устройства является сравнительно высокий уровень побочных гармоник в спектре выходного колебания, обусловленный отклонением формы реальных характеристик от квадратичной функции и наличием нагрузки.
Цель разработки — понижение уровня побочных гармоник на выходе устройства. Это достигается тем, что в известный удвоитель частоты введены второй удвоитель и фазовращатель на 90°, вход которого соединен с источником входных колебаний, выход — с входом второго удвоителя, а выходы удвоителей образуют выход всего устройства.
Из-за отклонения характеристик нелинейных элементов от квадратичной функции (параболы) в спектре известного удвоителя частоты [3] помимо выходной частоты ювых = 2-ювх присутствуют её высшие гармоники пювых, где п = 1, 2, 3,.... Поэтому при воздействии на вход разработанного удвоителя частоты напряжения
“вх,1 = ивх СО8(0ВхГ + ^х ) (1)
напряжение на выходе первого удвоителя частоты будет имеет вид
ивых,1 = Е^выхп С°8(2п®вх + %ыхп ). (2)
п
На вход второго удвоителя поступает напряжение с выхода фазовращателя со сдвигом на 90°, т.е.
ивх,2 = ивх С°8(®вх^ + ^вх + 90° ). (3)
С учетом (3) напряжение на выходе второго удвоителя частоты запишется в виде
“вых, 2 = Е^выхп СО§2п®вх + ^выхп +п ■ 180>). (4)
п
Из сопоставления (2) и (4) следует, что четные гармоники (п = 2, 4, 6,.) выходной частоты ювых = 2-ювх напряжений (2) и (4) совпадают по фазе, а нечетные гармоники (п = 3, 5, 7,.) — находятся в противофазе. Выходное напряжение всего устройства определяется как разность напряжений на выходах удвоителей. Поэтому четные гармоники выходной частоты 2пювых подавляются и в спектре выходного напряжения всего устройства присутствуют только нечетные гармоники:
ивых = Мвых,1 - Мвых,2 = 2ивыхк СО§к®вых + ^выхк )
к=1,3,5...
(5)
Поскольку из всех составляющих в спектре выходного напряжения наибольшую амплитуду имеет составляющая частотой 2ювых = 4ювх, ее отсутствие позволяет в значительной мере уменьшить уровень побочных гармоник на выходе устройства по отношению к напряжению умноженной частоты ювых.
Таким образом, бесфильтровый удвоитель частоты гармонических колебаний, должен содержать два нелинейных элемента с квадратичной характеристикой, включенных по двухтактной схеме. Для обеспечения понижения уровня побочных гармоник в спектре выходного колебания необходимо ввести второй удвоитель частоты и фазовращатель на 90°; выходные зажимы удвоителей образуют выход устройства.
Пример реализации разработанной структуры ячейки умножения представлен на рис. 1. Удвоитель частоты на МОП-транзисторах содержит:
^ первый удвоитель, составленный из транзисторов Л1, 121, включенных по двухтактной схеме с суммированием токов. На входе каждого транзистора включен резистивный делитель, предназначенный для понижения коэффициента передачи по напряжению;
^ второй удвоитель, выполненный на транзисторах Л2, 122;
^ фазовращатели в виде ЯС-цепей.
Рис. 1. Ячейка умножения частоты на МОП-транзисторах
При подаче на вход удвоителя напряжение с частотой 1 кГц параметры фазовращателя: Ш" = КЛ = = 100 кОм; С = С1 = С2 = 200 нФ, что соот-
ветствует сопротивлению конденсаторов ХС =
1/(2п-200-10-103) = 795,775 Ом. Так как Rf >> ХС, то для получения одинаковых напряжений на затворах транзисторов были выбраны следующие параметры резистивных делителей: Rd11 = Я^2 = 100 кОм; Rd21 = Rd22 = 795,775 Ом.
Бесфильтровая ячейка умножения частоты с наибольшим подавлением побочных компонент [7] реализована в соответствии с разработанной структурой базовой ячейки умножителя частоты.
Известен гармонический удвоитель частоты содержащий фазоинверсный каскад и двухтактный каскад усиления [5]. АЭ работает с углом отсечки 0=90°. Недостатком устройства является высокий уровень побочных гармоник. Это обусловлено разбросом параметров транзисторов двухтактного каскада, зависимостью этих параметров от температуры и частоты, отличием реальных характеристик АЭ от квадратичной параболы с отсечкой. При этом, уровень нечетных гармоник может быть небольшим, поскольку нечетные гармоники в нагрузочном резисторе вычитаются. Что касается четных гармоник, то они суммируются в нагрузочном резисторе. Поэтому при отклонении реальной характеристики от квадратичной параболы их уровень может быть высок, даже при наличии в устройстве [5] 100 % внутренней обработкой связи по току. Так уровень четвертой гармоники, определенный для угла отсечки 0=90°, с использованием коэффициентов разложения [8], составляет до 10 процентов. Шестую гармонику можно не учитывать, т.к. ее уровень на 18,4 дБ ниже по сравнению с четвертой гармоникой.
Уменьшение уровня четных побочных гармоник на выходе удвоителя частоты обеспечивает разработанная ячейка умножения частоты (рис. 2), построенная согласно бесфильтровой структуре удвоителя.
Гармонический удвоитель частоты содержит задающий генератор 1, фазовращатель 15, обеспечивающий фазовый сдвиг 900; фазоинверсные каскады (2, 16); двухтактные каскады усиления, включающие АЭ3, АЭ4 АЭ17, АЭ18 соответственно, нагрузочные резисторы 5, 19; выходную согласую-
щую цепь 29, выход которой является выходом устройства.
Гармонический удвоитель частоты работает следующим образом. На истовый электрод АЭ3 воздействует напряжение
и1 = Ес1 + иВх СО8®^ (6)
на истоковый электрод АЭ4 воздействует напряжение
иВх = Ес 2 + и1 СО8И + 180°Х (7)
При работе АЭ3 с отсечкой по выходной цепи АЭ3 протекает ток
4* = С^ м+11ых2 со$ш+1]ЫХ3 со$ш +
+ ^еых4 С0^4юІ + ...
где I
йыг! , 1вых2 , 1 в
и
(8)
- амплитуды токов
первой, второй, третьей и четвёртой гармоник соответственно. Эти гармоники синфазны, и на нагрузочном резисторе 5 образуют напряжение с аналогичным спектром.
Через выход АЭ4 и нагрузочный резистор 5 протекает ток
ііх = 12ых1 +1800) + 12та2 С082(ю? +1800) +
+ 1в2ых3 С08 3(Ю + 1800) + 1вых4 С08 4(Ю + 18°0) +
+(9)
т2 т2 т2 т2
где 1 вых1 , 1 вых2 , 1 вых3 , 1 вых4 - амплитуды токов
первой, второй, третьей и четвёртой гармоник соответственно. Четные гармоники токов і1внх и і2вьіх синфазны, нечетные гармоники токов і1внх и і2внх противофазны.
Спектр тока івих1=і1внх+і2внх, протекающего через нагрузочный резистор 5 имеет вид
івшх1 (1 вых2+1 вых
2)-С0$2ю1+(1 вых4+1 вых4)-С084ю1+, (10) т. е. содержит только четные гармоники, находящиеся в фазе.
Сигнал частоты ю с выхода задающего генератора, проходя через фазовращатель, претерпевает фазовый сдвиг 900. При этом на истоковом электроде АЭ17 относительно управляющего электрода образуется напряжение
и3Вх=Ес3+ивх3-С05(ю1+900). (11)
На истоковом электроде АЭ18 воздействует напряжение
и4вх=Ес4+ивх4-С05(ю1+2700), (12)
В результате воздействия напряжения (11) на истоковый электрод АЭ17 через его выходную цепь протекает ток
iвыхз=13выхl•cos(юt+90°)+13вых2•cos(2юt+180°)+
+13выхуС08(3(^+2700)+13выхгС08(4(^+3600)+., (13)
При воздействии напряжения (12) на истоковый электров АЭ18 через него протекает ток
iвых4=14выхl•cos(юt+270°)+14вых2•cos(2юt+540°)+
+14выхз•cos(3юt+810°)+14вЫх4•cos(4юt+1080°)+, (14)
Через нагрузочный резистор 19 при идентичности параметров третьего АЭ17 и четвертого АЭ18 с учетом фазовых сдвигов токов ^вых (13) и ^вых (14) протекает ток
^ых2 -(I выx2+I выx2)•cOs2®t+(I выx4+I вь^)^^4®^* • ^
(15)
который содержит только четные гармоники, каждая из которых находиться в противофазе с соседней.
Из сравнения спектора токов ^ых1 (10) и iвыx2 (15) следует, что вторые гармоники этих токов проти-вофазны, а четвертые гармоники этих токов син-фазны.
Спектр напряжения, создаваемый током ^ых1 на нагрузочном резисторе 5 определяется зависимостью (10) а спектр напряжения на нагрузочном резисторе 19 определяется зависимостью (15).
При воздействии напряжения, создаваемого на нагрузочном резисторе 5 на синфазный вход выходной согласующей цепи 29 и напряжения, создаваемого на нагрузочном резисторе 19 на противофазный вход выходной согласующей цепи 29, на выход этой цепи передается только вторая гармоника 2ю, поскольку выходная согласующая цепь передает разностный (противофазный) сигнал, воздействующего на ее входы. Четвертая гармоника сигнала, приложенного ко входам выходной согласующей цепи 29 при этом компенсируется и на выход не передаётся, а остается только вторая гармоника. Следует также отметить, что на выход заявляемого устройства не передастся восьмая и другие гармоники, кратные четырем. Что касается остальных четных гармоник (шестой, десятой и т.д.), то их уровень существенно ниже второй гармоники как минимум на 60 дБ и для большинства практических задач является несущественным.
Таким образом, умножитель частоты принципиально лучше мировых достижений по критерию уровня побочных гармоник на выходе удвоителя частоты, позволяет осуществить микроэлектронную реализацию, колебательные системы не используются.
Заключение. Проведён анализ известных устройств умножения частоты. Показана целесообразность использования бесфильтровых умножителей. Разработана структура базовой ячейки умножителя частоты, принципиально решающая задачу пони-
жения уровня побочных гармоник на выходе устройства. Описана ячейка умножения частоты без колебательных систем, обеспечивающая наилучшее подавление побочных компонент. Бесфильтро-вая ячейка умножителя частоты гармонических колебаний пригодна для реализации в технологическом базисе с субмикронными топологическими нормами.
Литература
1 Отчет о научно-исследовательской работе «Разработка схемных решений и топологических решений устройств параметрического умножения частоты гармонических колебаний, выполненных для телекоммуникационных «систем на кристалле». ВГТУ, Воронеж, 2007.
2 Бочаров М.И. Синтезированные нелинейные реактивные элементы и некоторые возможности их применения / М.И. Бочаров, О.П. Новожилов// Радиотехника. - 1986. - № 5. - С. 29-31.
3 Пат. 2292629 Российской Федерации, МКИ Н03 В 19/00. Гармонический умножитель частоты / А.М. Бочаров, А.И. Мушта, О.П. Новожилов. -№2005121752/09; заявл. 11.07.2005; опубл.
27.01.2007; Бюл. № 3. - 7с.: ил.
4 Махов М.Е. Умножитель частоты на полевых транзисторах / М.Е.Махов // Радиотехника. - 1974. -№ 9. - С. 96-97.
5 Пат. 2257665 Российской Федерации, МКИ Н03 В 19/06. Гармонический умножитель частоты / М.И. Бочаров. - №2004106839/09; заявл. 09.03.2004; опубл. 27.07.2005; Бюл. № 21. - 6 с.: ил.
6. Каганов В.И. Транзисторные радиопередатчики. -М.: Энергия, 1976.
7. Заявка РФ №2008128616/09 Гармонический удвоитель частоты/ О. П. Новожилов, М. И. Бочаров, Ю. С. Балашов, А. И. Мушта, И. П. Потапов, Д. В. Шеховцов, А. М. Сумин; заявл. 14.07.2008 г.
8. Бруевич А.Н., Евтянов С.И. Апроксимация нелинейных характеристик и спектры при гармоническом воздействии. - М. Сов.радио, 1965. с. 296-301.
Воронежский государственный технический университет Московский государственный институт электроники и математики
WORKING OUT OF STRUCTURE AND CIRCUIT DECISIONS OF FREQUENCY MULTIPLI ERS OF HARMONIOUS FLUCTUATIONS FOR REALIZATION IN TECHNOLOGICAL BASIS WITH SUBMICRONIC TOPOLOGICAL NORMS
D.V. Shekhovtsov, U.S. Balashov, O.P. Novozhilov, A.I. Mushta
The analysis of circuit decisions of devices of multiplication of frequency is carried out, the structure and construction suitable for realisation in technological basis with submicronic topological norms of a base cell of the multiplier without oscillatory systems which essentially surpasses the best world achievements in criterion of level of collateral harmonics on an exit of a doubler of frequency is proved
Key words: Frequency multiplier, base cell, submicronic technological process, model, topology, collateral harmonics
