CC BY
69
противовключения АД с повышенным с сопротивлением ротора обеспечивает наиболее высокие значения тормозного момента при небольших токах и является наиболее целесообразным для применения в приводах с частыми пуско-тормозными режимами работы.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Петленко, Б. И. Измерение характеристик линейных электродвигателей по статическим режимам/ Б. И. Петленко, Ж. С. Баймуханов// Изв. АН СССР. Энергетика и транспорт. - 1983. -№1.-С. 167-171.
2. Дмитриев, В. Н. Проектирование и исследование асинхронных двигателей малой мощности: учебное пособие/ В. Н. Дмитриев. - Ульяновск : УлГТУ, 1996. - 88 с.
3. Дмитриев, В. Н. Определение характерис-
тик асинхронных двигателей по данным испытаний в неподвижном состоянии/ В. Н. Дмитриев, А. Л. Кислицын // Электротехника. - 2001.-№5. - С. 25-28.
Дмитриев Александр Владимирович, аспирант кафедры «Электропривод и автоматизация промышленных установок» УлГТУ. Имеет статьи в области электрических машин и автоматизированного электропривода. Кислицын Анатолий Леонидович, кандидат технических наук, доцент, профессор кафедры «Электропривод и автоматизация промышленных установок» УлГТУ. Имеет монографии, изобретения и статьи в области электрических машин и автоматизированного электропривода.
УДК 621.313.333.2
В. И. ДОМАНОВ, А. В. ДОМАНОВ, С. М. МАРАГА
РАЗРАБОТКА И ИССЛЕДОВАНИЕ ВЫСОКОЧАСТОТНОГО СИЛОВОГО ИНВЕРТОРА ДЛЯ ЭЛЕКТРОДУГОВОЙ СВАРКИ
Рассматриваются вопросы разработки высокочастотного силового инвертора для электросварки. Приведена структура исследуемого инвертора. Анализируется работа основных узлов схемы. Приведены результаты расчётов корректора коэффициента мощности. Рассмотрены вопросы влияния дискретности управляющего микроконтроллера на работу системы.
Ключевые слова: сварка, электродуговая, инвертор, резонанс, дискретная система управления.
В настоящее время широко используются сварочные работы в различных отраслях промышленности. Для их выполнения применяют разнообразные сварочные устройства [1, 2]. Наиболее перспективными являются инверторные преобразователи, которые характеризуются малым весом, надёжностью, безопасностью, дешевизной и гибкостью в эксплуатации.
В данной статье рассматривается схема на базе резонансного инвертора на ЮВТ транзисторах, работающего выше частоты резонанса силового контура, включающего ВЧ-трансформатор и нагрузку [3, 4]. Это решение, минимизирующее токи обратного восстановления и коммутационные потери диодов, позволяет использовать высокие частоты переключения транзисторов инвертора при малых коммутационных перегрузках и при высокой эффективности преобразователя. Также достигается высокая степень использования магнитопровода трансформатора и естественное ограничение инвертором тока короткого замыкания.
Инвертор предназначен для преобразования постоянного напряжения в напряжение высокой частоты с целью уменьшения габаритов согласующего трансформатора и последующего выпрямления вторичного напряжения с целью использования для электродуговой сварки. Функцией инвертора является поддержание постоянной мощности в дуге при больших токах (100-140 А).
© В. И. Доманов, А. В. Доманов, С. М. Марага, 2008
Наибольшее распространение среди двухтактных инверторов получили три схемы: двухфазная пуш-пульная (push-pull), полумостовая (half-bridge) и мостовая (full-bridge). Для сварочных инверторов наиболее подходящей является полумостовая схема, которая имеет следующие достоинства:
- отсутствие постоянной составляющей, что позволяет эффективно использовать двухтактный инвертор;
- простота управления и надёжность работы;
- амплитудное значение напряжения существенно больше его среднего значения, что облегчает поджиг и стабилизацию дуги.
Структура инвертора показана на рис. I. На данной схеме можно выделить несколько функциональных блоков. Рассмотрим работу основных узлов схемы.
При нормальных условиях работы полумостовой инвертор работает на тактовой частоте выше частоты резонансного контура, поэтому полное сопротивление контура имеет индуктивный характер. Причём ток контура отстаёт по фазе от напряжения на выходе инвертора. Это обеспечивает «мягкое» отключение обратных диодов IGBT транзисторов, и, следовательно, малые токи обратного восстановления и коммутационные потери. Так как коммутация транзисторов происходит при нулевом напряжении «сток-исток», то потери при выключении очень малы. Потери при включении также малы из-за индуктивного характера инвертера.
Из рис. 1 видно, что используется резонансный контур LCC - типа, состоящий из индуктивности Lr и «расщеплённой» ёмкости, в которую входит Ср (параллельно обмотке трансформатора) и конденсатор cv (состоит из двух одинаковых конденсаторов cvi и csl> включённых параллельно по переменному току). У данной схемы есть несколько преимуществ по сравнению с обычными резонансными инверторами, как с последовательным резонансом (SRC: первичная обмотка включена последовательно с резонансным контуром), так и с параллельным резонансом (PRC: первичная обмотка включена параллельно с конденсатором резонансного контура) [3]. Предлагаемая схема более селективная, она обеспечивает более широкий диапазон регулирования тока нагрузки для данного диапазона изменения тактовой частоты инвертора. Выбор компонентов резонансного контура позволяет сохранить некоторые положительные свойства SRC (ограничение тока короткого замыкания) и PRC (управляемость и регулируемость при отсутствии нагрузки), при этом слабые места «обычных» резонансных схем могут быть преодолены: ограниченный диапазон регулирования для SRC, потери при работе на холостом ходу и возможность насыщения трансформатора для PRC.
В частности:
- при максимальной нагрузке поведение резонансной части схемы определяется индуктивностью I и ёмкостью С\ > так как С зашунтирована малым импедансом нагрузки. Аналогичная ситуация
К о р
наблюдается для SRC;
- на холостом ходу резонансный ток мал, но не нулевой (протекает через с )■ Таким образом, не нарушается управляемость инвертера в отличие от SRC, а ключевые потери малы в отличие от PRC;
Рис. 1. Структурная схема резонансного инвертора
- при коротком замыкании, что является нормальным режимом для источника сварочного тока, ток через резонансный контур ограничен импедансом l и г., величину тока короткого замыкания
/\ и
легко удерживать на необходимом уровне подстройкой тактовой частоты инвертера.
Предложенная схема инвертора оптимизирует использование трансформатора по нескольким причинам:
- передача максимальной мощности в нагрузку происходит при минимальной частоте инвертера, в то время как более высокие тактовые частоты требуются только при малых нагрузках;
- из-за наличия конденсатора с последовательно первичной обмоткой отсутствует постоянная составляющая индукции в магнитопроводе трансформатора, поэтому возможно максимально использовать сердечник при его перемагничивании;
- форма тока и напряжения на обмотках - синусоидальная, что обеспечивает малые потери и нагрузку на трансформатор;
- паразитные реактивности трансформатора не влияют на работу инвертера (складываются с ре-активностями резонансного контура), что упрощает разработку трансформатора [3,4].
Трансформатор в разработанном инверторе выполнен на ферритовом сердечнике. Для уменьшения влияния эффекта вытеснения тока высоких частотах была использована специальная проводо-ленточная обмотка.
Инвертор представляет собой источник напряжения Uj, которое соответствует основной гармонике на тактовой частоте f . Пусть ц - напряжение питания инвертора, а и - среднеквадратичное
О»» и i
(эффективное) значение величины и , тогда
£/,=—{/„• 0) /Г
Ток первичной обмотки / имеет прямоугольную форму с амплитудой I, /N, и его основная гармоника равна [3, 4]:
(2)
1 TCN 1
где / - ток нагрузки; N = WjW2 - коэффициент трансформации.
= (3)
U - эффективное значение и - напряжения на первичной обмотке;
Ue*Re- параметры, которые находятся по выражениям:
U (4)
Е 2V2
(5)
ь g
где UL ~ 20 В - напряжение на дуге; RL ~ 0,2 Ом - сопротивление дуги.
Поскольку в уравнениях, приведённых выше, UE по фазе совпадает с I { , мы можем представить нагрузку в виде единственного эквивалентного резистора RT, определённого следующим образом:
' /, 1 8
В режиме короткого замыкания нагрузки собственная резонансная частота контура становится [3,4]
1 . (7)
fsc ~
2 x<JLrC.
Характеристическое сопротивление контура равно:
(8)
Добротность контура определяется формулой
е. =• (9)
По формулам 7-9 рассчитываются элементы резонансной цепи инвертора Вестник УлГТУ 1/2008
В настоящее время принятыми стандартами МЭК/1ЕС6100-3-2, ГОСТ Р 51317.3-2-99 и другими обусловлено применение корректоров коэффициента мощности (ККМ) для поддержания коэффициента мощности в заданных пределах. В основе ККМ лежит схема повышающего импульсного стабилизатора напряжения (рис. 2). Такая схема обеспечивает практически синусоидальную форму потребляемого из сети тока.
Существует большое разнообразие систем управления ККМ. На наш взгляд, одной из наиболее эффективных является система, реализованная в 1R1150, обеспечивающая управление в пределах одного цикла в диапазоне нагрузок от 75 до 4000 Вт. Для повышения эффективности применения этой схемы существует специальная программа, позволяющая рассчитывать элементы схемы по заданным исходным показателям. Результаты вычислений для рассматриваемого сварочного инвертора приведены на рис. 3.
Система управления инвертором формирует сигналы на силовые ключи с учётом обратных связей по току и напряжению. Высокая частота коммутации инвертора и особенности (динамичность) сварочного процесса требуют высокого быстродействия системы управления. В разработанном инверторе используется микроконтроллер ATMEL ATmega8535.
Если рассматривать систему как нелинейную, то характеристики периодических режимов можно определить из условия гармонического баланса [5, 6]:
KW\ja>) = - U . 0°)
где К - коэффициент гармонической линеаризации квантователя;
W\jco) - дискретная частотная передаточная функция приведённой линейной части системы.
Там же в работах [5, 6] приводятся выражения для гармонической линеаризации:
А
где Gi и R] - комплексные амплитуды первых гармоник на входе и выходе АЦП.
Передаточная функция линейной части W(jco) для рассматриваемой системы представляет собой стандартную настройку на технический оптимум контура регулирования тока:
wW = -• (12)
2Tjco(Tjco +1)
Представим её как функцию относительного периода, т. е. проведем замену со на ZL:
N
1 /Кт . (13)
W(jco) =
2Tj—(Tj — + \) N N
При прочих равных допущениях уравнение гармонического баланса (10) для рассматриваемого случая имеет вид
1/Кт
-1-1
(И)
71 71
227 — (27 — +1) N N
По выражению (14) графическим методом можно найти параметры периодических режимов. Условие, при котором не возникают колебания более одной дискреты, можно определить по показателю
колебательности М [7]: М < V2 .
Если ужесточить условия - субгармонические колебания должны отсутствовать, то аналогичный анализ приводит к тому, что в этом случае система должна иметь показатель колебательности не выше 1.
Наличие цифровой части в контуре регулирования приводит к возможности появления субгармонических колебаний и влияет на качественные показатели системы в целом. Наличие нескольких звеньев квантования как по уровню, так и по времени с различными дискретами существенно затрудняет анализ системы в целом. Можно оценить влияние квантования по времени Т0 на величину коэффициента усиления системы К следующим выражением [5, 6]:
Т
где Тэ - малая постоянная времени системы
VD1
Рис. 2. Схема корректора коэффициента мощности
One Cycle Control \PFC Circuit Featuring the IR1150S IC
Operating Conditions: ^ : ; к ■ ■ . ■ "• ..--vV ■•:-'.-/■< -.-'• да; • 'Я-v'Ävr/v, • - ; . П* --f*-' .V.v " • - • * « • -
Input Output
Min Input Voltage: 85 V Switching Frequency: 100 kHz Output Power: 300 w
Max Input Voltage 264 V Hold-up Time: 20 ms Output Voltage: 385V
Input AC Frequency: 60 Hz Choke Ripple Current 20% Output Voltage (min): 286 V
Start-up Time: 50 ms Output Cap Tolerance 20%
Target Efficiency: 92 % OVP Threshold: 425 V
Cal ... . - t »Ii ^^• V ,*. • ' ___r<v _ • ттш .... ..s-nswjaj^aaasi«®..... - v
Output Conditions Component Values
Max Input Powsr 326 w Component Ret Des Std Value Calc Value
Input RMS Current 3.84 A High Freq Input Cap Cin 330 nF 0.24 uF
Input Peak Current 5.43 A Boost Choke Value Lbst 820 uH 762 uH
Input Average Current 3.45 A Output Capacitor Cout 330 pF 226 uF
Input Pk Voltage (min) 120 V Output Voltage Rset Rfb3 18.7 kOhm 18.5 kOhm
Duty Cycle - low line 0.69 Output OVP Rset Rovp3 18.2 kOhm 17.9 kOhm
Ripple Current 1.09 A Current Sense Res Rs 0.121 Ohrn
Peak Inductor Current 5.97 A Zero Capacitor Cz 330 nF 331 nF
V Current Sense 0.76 V Gain Resistor Rgm 5.36 kOhm 5.85 kOhm
Peak Current Limit 8.29 A Pole Capacitor Cp 1.8 nF 1.78 nF
Input Pk Ovid Current 6.27 A Current Sense Filter Capacitor Csf 1 nF 1.00 nF
Power Distribution Current Sense Filter Resistor Rsf 100 0hm 100 Ohm
Power Dissipation Rfb 71.6 mW Timing Resistor Rf 80.6 kOhm 80.1 kOhm
Power Diss Rovp 71.4 mW RfM, Rfb2, Rovpl and Rovp2 are 499 kOhms each
Power Rs 1.77 W
Рис. 3. Результаты вычислений параметров ККМ
а б
Рис. 4. Осциллограмма сигналов в сварочном инверторе: а - ток в первичной обмотке трансформатора; б - напряжение на резонансном конденсаторе; в - напряжение на первичной обмотке трансформатора; г - выходное напряжение выпрямителя
щтшттшшш с. ш^^шШШШШш^
Рис. 5. Общий вид сварочного преобразователя
В первом приближении квантование по времени может быть эквивалентно заменено на звено первого порядка [8]
1 . (16) Щр) = --
+1
2
Таким образом, в структуре подчинённого регулирования квантование по времени добавляет в малую постоянную слагаемое 0.5Го, т. е.
Г, =7*3.(1 + 0.57;). (17)
Очевидно, что на параметры системы оказывает влияние и квантование по уровню А. Анализ и моделирование показывают, что при малых значениях А его влияние на постоянную времени может быть учтено следующим образом:
ТЭ=ТЭ0( 1 + Д). (1В)
Аналогичным образом можно определить влияние квантования по уровню на коэффициент усиления системы:
(19)
К =
К
1+ К0А
Анализ выражений (15, 19) позволяет предложить обобщённую формулу, учитывающую одновременное влияние дискретности по времени и амплитуде на коэффициент усиления системы:
К =
К0 ■ (20)
\ + К0
'т
Т
\1э
Результаты экспериментального исследования опытного образца.
Были проведены эксперименты и осциллографирование основных режимов работы сварочного преобразователя. В эксперименте для регистрации использовался электронный осциллограф с запоминанием марки ОММ - 740. На рис. 4 представлены осциллограммы сигналов в инверторе. На рис. 5 приведена фотография экспериментального сварочного инвертора.
В результате проведенных исследований и экспериментов можно сделать следующие выводы:
- применительно к электросварочным процессам резонансный инвертор обладает существенными преимуществами перед другими схемами;
- рассматриваемая структура имеет возможность регулирования режима дуги по нескольким каналам (частота коммутации и скважность);
- применение микроконтроллера в управляющем устройстве требует учёта изменений коэффициента и постоянной времени контура регулирования, вызванных дискретизацией сигналов в микроконтроллере.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Володин, В. Инверторный источник сварочного тока. Опыт ремонта и расчёт электромагнитных элементов / В. Володин// Радио. - 2003. - №8, №9, №10.
2. Лихачев, В. Л. Электросварка. Справочник / В. Л. Лихачев. - М.: Солон-Пресс, 2004. - 672 с.
3. Зиновьев, Г. С. Основы силовой электроники : учеб. пособие / Г. С. Зиновьев - Изд-е 2-е. - Новосибирск : Изд-во НГТУ, 2003. - 664 с.
4. Волков, И. В. Автономный резонансный инвертор в режиме параметрической стабилизации тока / И. В. Волков, В. Н. Губаревич, В. Ю. Матвеев, В. П. Кабан// Техническая электродинамика. -1982.-№6.-С. 22-27.
5. Иванов, В. А. Теория дискретных систем автоматического управления / В. А. Иванов, А. С. Ющенко. - М.: Наука, 1983. - 336 с.
6. Каган, В. Г. Цифровые электромеханические системы / В. Г. Каган, Ю. Д. Бери, Б. И. Акимов, А. А. Хрычев. - М.: Энергоатомиздат, 1985. - 268 с.
7. Ноздеев, А. Д. Ограничение влияния квантования по уровню в цифровых электроприводах/ А. Д. Поздеев. Е. А. Игошин// Исследование систем автоматизированных электроприводов : межвуз. сб. науч. тр. - Чебоксары : Изд-во Чуваш, ун-та, 1991. - С. 4-14.
8. Бессекерский, В. А. Микропроцессорные системы автоматического управления / В. А. Бессе-керский, Н. Б. Ефимов, С. И. Зиатдинов и др.; под общ. ред. В. А. Бессекерского. - Л. : Машиностроение, Ленингр. отд-ние, 1988. - 365 с.
Доманов Виктор Иванович, кандидат технических наук, доцент кафедры «Электропривод и автоматизация промышленных установок» энергетического факультета УлГТУ. Имеет статьи и доклады по вопросам повышения качества автоматизированных электроприводов. Автор 7 изобретений. Доманов Андрей Викторович, кандидат технических наук, и. о. доцента кафедры «Электропривод и автоматизация промышленных установок» энергетического факультета УлГТУ. Имеет статьи и доклады по исследованию вентильных двигателей и оптимальному управлению. Марага Сергей Михайлович, старший преподаватель кафедры «Электропривод и автоматизация промышленных установок» энергетического факультета УлГТУ.
