Радиолокационное измерение сечения пространственного энергетического спектра морской поверхности Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Секция радиотехнических и телекоммуникационных

систем

УДК 551.466.2

В.Т. Лобач

РАДИОЛОКАЦИОННОЕ ИЗМЕРЕНИЕ СЕЧЕНИЯ ПРОСТРАНСТВЕННОГО ЭНЕРГЕТИЧЕСКОГО СПЕКТРА МОРСКОЙ

ПОВЕРХНОСТИ

Проблема дистанционного контроля параметров крупных, энергонесущих составляющих морского волнения эффективно решается в диапазоне декаметровых радиоволн [1]. Радиолокационные измерения пространственного энергетического спектра волнения выдвигают повышенные требования к бортовым радиолокационным системам в части разрешающей способности по пространственным координатам. Реализация синтезированных апертур антенн требует детального исследования пространственно-временной структуры полей радиолокационного отражения.

Пусть морская поверхность к(х, у, ^) облучается монохроматической волной из точки {0,0 , г0 } и принимается в точке {Ах, Ду, г0 — Аг } прямоугольной

системы координат 0ху2. Передающая и приемная антенны осесимметричны, оси диаграмм направленности антенн (ДНА) направлены вертикально вниз. Поверхность к(х,у,0 = ^^соб^(хооъул+ ъту^—у^ — е1п\ идеально про-

I у

водящая, удовлетворяет ограничениям метода малых возмущений

дк

|к(х, у, і^ << X,

дк/ /дх

<< 1.

<< 1 [1], представлена в виде суммы пло-

ду

ских волн, имеющих различные амплитуды а , частоты цг, направления распространения у относительно оси Ох и случайные начальные фазы Бг , где

Р = - волновое число поверхностной волны; Л - длина поверхностной

волны [2].

В условиях относительного перемещения отражающей поверхности и приемопередатчика энергетический спектр комплексной амплитуды флуктуирующей составляющей отраженного сигнала повторяет одномерный энергетический спектр волнового профиля вдоль направления перемещения приемопередатчика

^кх/ (Р^) , если положить Ру = О / V [3].

Полученный описанным способом энергетический спектр волнового профиля в направлении полета носителя /, по терминологии работы [2], является проекцией двухмерного спектра на выбранное направление. Измерение сечения двухмерного энергетического спектра в направлении / требует усложнения алгорит-

ма обработки сигнала. Приемный тракт измерителя должен соответствовать структуре оптимального по отношению к направлению распространения поверхностной волны приемника. Выходной сигнал такого приемника, в случае мешающего воздействия аддитивного дельта-коррелированного во времени и пространстве шума, описывается пространственно-временным корреляционным интегралом [4]

ад

1 (х, х0 )=л111 исп (*„, я» Уо, х0 , (1)

—ад

где опорный сигнал Ли*(х0,у0,V, х0) с точностью до постоянного множителя А

является комплексно-сопряженной функцией входного сигнала - ис (х0, у0, V, X );

Го о о 1

X = ( ,и , V / - вектор опорных параметров сигнала.

Входное воздействие исп (х0, у0, t) = ис (хо Уо, t; х)+ип (хо, Уо,t) приемного устройства является функцией координат раскрыва антенны х0, у0, времени t и параметров принимаемого поля % = ({,и, V), где и = р СОб(^ — у), V = р Б1п(^ — у). Входной шум ия (х0, У0, t) является

дельта-коррелированным во времени и по раскрыву антенны. Сигнальная составляющая корреляционного интеграла (1) имеет вид

ад

I (х, хо)=111 ис (хо, Уо, ^ и v )и* (хо, Уо, t+и, v0 • (2)

—ад

Если приемопередатчик и отражающая поверхность равномерно перемещаются с относительной скоростью Уг, а угол между осью Ох и направлением перемещения равен у, комплексная амплитуда флуктуирующей составляющей сигнала, в соответствии с [3], преобразуется к виду

ис =—Ьь ал ехР

“о 1=1 л=1

Р1

2 (

4к2

2,76

+ о,75

+ /'2к“оЛ/1 — -р~2

у

4к2

Ш8|КГ Щ + хоЩ + Уо^ —

Тогда равенство (2) примет вид

(кф2 ад N N

%(х,хо)=лк-0- шьЬа,

а1 л ехР

11=1 Л1=1

р_

4к2

2,76

Л

+ о,75

+ / 2кгпЛ 1 —

Р

4к2

^иА + хиКг + Уо^, —е1

л ьь ехР

12=1 л2=1

X С08

|Тг (t + '0^

4к2

+ о,75~1 — Пк^М — ^

2 , I 1 4к

+ Т)и1 | + Хои^ + У0^ ^2,2

]^Хо^Уо'

\коёУоЖ,

(3)

X

X

где 0 - ширина ДНА; Q - постоянный множитель, определяемый энергетикой

задачи. При интегрировании в (3) отличными от нуля будут лишь слагаемые, соответствующие индексам /j = /2 = l и Л1 = Лг = Л . Полагая также 0к > 2Р> получим

Zc (х, х” )= A kQ\ t t^Vr+M'/ - u0 Ж-v” )■ (4)

V zo J 1=1 л=1

Результирующая диаграмма направленности пространственно-временной структуры (4) может быть представлена в виде диаграмм последовательно соединенных независимых пространственного и временного трактов. Последовательность выполнения временной и пространственной обработки сигналов по раскры-ву антенны не имеет значения. Диаграмма направленности (4) получена в предположении неограниченных размеров апертуры антенны и времени анализа. Оценим пространственно-временные характеристики реальных систем с конечными значениями апертуры антенны и времени анализа. Введем на плоскости хОу координаты х' в направлении у и у' в перпендикулярном направлении х' = х cos у + у sin у; у' = -х sin у + у cos у.

Усредним центрированные комплексные амплитуды сигналов приемных антенн, расположенных равномерно с интервалом Ду ' = Ду ' / cos у вдоль оси Оу'. В системе координат хОу усредненный сигнал запишем в виде

є (t)=2F+1(nAy; t„ )=22 2 2 .иexp

pi 4k2

2 ^2 76 ^

2 ,/6 + 0 ,75

2

v0a

+

+г'2к“о^1 — -р-2 — Шзп (t — tзn} и\ + пАуу, — в зп \ (5)

где = пАу^ у/ Уг - время задержки п-го сигнала.

Полагая в (5) обеспечение требуемых задержек 4п с точностью до фазы так, чтобы шЛзп = к 2 л, получим

в() = г-- , \ Ь Ь ал Ь СО§(уги — + пАуул — Б/п) =

“о(2N + !) / л п

,к-^^ ^--------------1Г-Г- ! ^т[(Я + 0,5)Аy(vч-и№у)\

= — 25, сЦуг ,„/-в»,) N + 0,5)Ау(, — иду) •

-о / л Vv ^ ”,^Ду\гл

В системе координат х'Оу' последнее равенство преобразуется к виду

є (t)=—2^V2Sh(U;vDAU7AV7 cos[vr(u; cos у—v1sin у)t—єи\

Z0 l 1

ikQ*

22V 2S

і 1

sin[(N + 0,5)Ay УД] (N + 0,5)Ay V ’

(б)

где u = u cos у + V sin у; V = — u sin у + V cos у - волновые числа поверхностных волн в системе координат х' Oy'. Сдвиг во времени усредненного сигнала (6) на величину mAt приводит к следующему результату:

є (t—mAt )=-kQ 22V2S.U;, v1)F (Ay V;N )Au 'Av '

Z0 l 1

rosi!

[vr (t — A tmfy.; cos у — u1 sin у)—є1 ].

Разрешающая способность пространственного фильтра F(Ay ' V ; N) по ко-

п

п cos у

ординате V' определяется соотношением Ду ' = v ч = , ч и

(N + 0,5)Ду ' (N + ”,5)Ду

может быть улучшена за счет выбора соответствующего значения угла у .

Корреляционная функция усредненного сигнала по переменной t имеет вид

Ке (тДt) = k-Q— tt (u’i,у’л)f(д у'у'л;N)cos[vr Д tm(u\ cos у) - у'л sin у]Ди 'Ду '.

zo / л

В последнем равенстве, выполнив предельный переход от сумм к интегралам и принимая во внимание, что функция F(Ду V ; N) при Ду ' = имеет один острый максимум в области, занятой спектром волнения, можем записать приближенное равенство для V' = 0 :

т 2^“)2 Отг ,

K (mAt) = —-г— j SA (u ',0)cos(VrAtmu' cos

є' ' z2 (2N + 1)Л/ h' , ' V

Яє(п) =

Энергетический спектр усредненного сигнала имеет вид

2 k2Q2 X;. , M

(2N + 1)Ay ' z 2 2M +

Tj S. (U ,0) 2 cos(Vr Atmu' cos Y)cos(QA/m )du' х

1 m=— M

х =

k 2Q2

X_

(2 N + 1)Ay

S. (u;, 0)

sin

(M + 0,5)AtVr

V VT

Y

u cos у

(M + 0,5)AtVr

V Vr

u cos у

(7)

При большой пространственной базе фильтра Х'тяv = (2М + 1^tV^ cos у равенство (7) можно заменить приближенным

Sє{n)=

где u' = Q/Vr cos у.

k 2Q2

2п

S„

(2N + 1)Ay ' h ^ Vr cos у ’

Q

-;0

(8)

2

2

Z

0

Z

0

б

Разрешающая способность пространственного фильтра по переменной Дм '

есть

К

Дм ' =

(М + 0,5)ДгКг СОБ у

Требуемые значения разрешающей способности Аи' достигаются путем выбора соответствующего интервала усреднения Т = (М + 0,5)АЛУг . В выраже-

( О ^

нии (8) ---------;0 = (и ';0) представляет собой одномерный спектр мор-

^ Уг сosу )

ской поверхности в направлении оси Ох. Полученные алгоритмы определяют путь построения двухмерного спектра морской поверхности путем получения серии одномерных спектров в различных направлениях у.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Лобач В. Т. и др. Радиоокеанографическое, навигационное и информационное обеспечение гидроавиации. Таганрог: Изд-во ТРТУ, 1997.

2. Крылов Ю.М. Спектральные методы исследования и расчета ветровых волн. Л.: Гидро-метеоиздат, 1966.

3. Лобач В.Т. Радиолокационные измерения пространственно-временной структуры морской поверхности в декаметровом диапазоне радиоволн // Радиотехника. 2001. №7. Радиосистемы. Вып.34. С.81-88.

4. Коростелев А.А. Пространственно-временная теория радиосистем. М.: Радио и связь, 1987.

УДК 621.391.25

В.А. Алехин

ДЕКОДИРОВАНИЕ ДВОИЧНОЙ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТИ, ПРЕДСТАВЛЕННОЙ ФАЗОВЫМ КОДОМ

В современных системах цифровой связи часто информационную двоичную последовательность передают фазовым кодом, т.е. информационной последовательностью осуществляют фазовую манипуляцию тактового меандра путем сложения ее по модулю два с меандром. Это создает максимально благоприятные условия для работы подсистемы тактовой синхронизации на приемной стороне линии связи. Декодирование такого сигнала осуществляется сложением его по модулю два с тактовым меандром, выделяемым из этого же сигнала с помощью ФАПЧ тактового генератора на приемной стороне. Выделенный таким образом тактовый меандр имеет неопределенность фазы 0, К, что при указанном способе декодирования влечет за собой неконтролируемую возможность обратной работы декодера. Устранить эту работу можно применением дополнительного относительного кодирования информационной двоичной последовательности с последующим относительным декодированием ее после фазового декодирования. Однако такой способ, устраняя обратную работу, приводит к удвоению ошибок, возникающих в канале связи. Более предпочтительным способом является такая обработка фазокодированной последовательности, которая полностью исключает