Пропускная способность широкополосной системы сотовой связи, использующей антенную решетку с частотным сканированием на базовой станции

Ермолаев Виктор Тимофеевич; Флаксман Александр Григорьевич; Семенов Виталий Юрьевич

РАДИОФИЗИКА

УДК 621.391.1

ПРОПУСКНАЯ СПОСОБНОСТЬ ШИРОКОПОЛОСНОЙ СИСТЕМЫ СОТОВОЙ СВЯЗИ, ИСПОЛЬЗУЮЩЕЙ АНТЕННУЮ РЕШЕТКУ С ЧАСТОТНЫМ СКАНИРОВАНИЕМ НА БАЗОВОЙ СТАНЦИИ

Нижегородский госуниверситет им. Н.И. Лобачевского [email protected]

Поступила в редакцию 15.09.2009

Рассматривается широкополосная OFDM-система сотовой связи, в которой используется антенная решетка с частотным сканированием на базовой станции. Найдена эффективная пропускная способность такой системы для различных типов модуляций. Проведено сравнение пропускной способности системы, обеспечиваемой частотно-сканирующей антенной решеткой или секторной антенной.

Ключевые слова: система сотовой связи, антенная решетка, частотное сканирование, пропускная способность, вероятность битовой ошибки, релеевские замирания сигналов.

Введение

Одним из основных требований к системам сотовой связи третьего и четвертого поколений является повышение их пропускной способности (скорости передачи данных) при высоком качестве передачи информации (низком уровне вероятности битовой ошибки). Для решения данной проблемы обычно предлагается использовать, во-первых, «высокие» модуляции сигнала, такие как i6- и 64-ричная квадратурная амплитудная модуляция (16-КАМ и 64-КАМ) [i, 2], и, во-вторых, технологию ортогонального частотного мультиплексирования (Orthogonal Frequency Division Multiplexing - OFDM) сигнала [3-5]. При этом доступ различных пользователей в сети осуществляется за счет частотного разделения (Orthogonal Frequency Division Multiple Access - OFDMA). Такой подход применяется, например, в системах беспроводного Интернета Wi-Fi и Wi-MAX и позволяет получить достаточно высокую пропускную способность системы связи.

Чтобы применить указанные типы модуляции сигнала в системе сотовой связи, базовая станция (БС) должна обеспечить достаточно высокий уровень отношения сигнал/шум (ОСШ) на входе приемника у пользователя (абонента). Это возможно за счет увеличения мощности передающего устройства на БС и (или) применения антенны с высоким усилением вместо секторной антенны,

имеющей малое усиление. Второй путь является более рациональным, поскольку позволяет избежать бесполезного излучения мощности сигнала в направлениях, отличающихся от направления на точку расположения пользователя. Возможность использования многолучевой антенной решетки (АР) на БС так, чтобы угловой сектор ответственности БС перекрывался одновременно несколькими фиксированными лучами АР, рассматривалась, например, в [4, 6]. При таком построении системы каждый антенный луч должен быть связан с отдельными передающим и приемным устройствами, что при большом числе лучей ведет к существенному усложнению и удорожанию системы связи. Кроме того, в условиях многолучевого распространения сигнала, характерного для города, необходимо учитывать угловую дисперсию сигнала. Когда угловая дисперсия сигнала превышает ширину луча АР, наблюдается «потеря» усиления антенны, что ведет и к потере в величине ОСШ.

В данной работе предлагается использовать частотно-сканирующую АР на БС. Такая АР является одноканальной системой и может работать с одним передатчиком и одним приемником [7-9]. При этом она способна обеспечить высокое усиление в направлении на пользователя. Углочастотная чувствительность АР выбирается таким образом, чтобы угловой сектор ответственности БС полностью перекрывался частотным спектром сигнала. Предпола-

Рис. 1

гается, что широкополосная система связи использует OFDMA. В этом случае при любом расположении пользователя в секторе ответственности и при любой угловой дисперсии сигнала в канале всегда найдутся спектральные компоненты с высоким антенным усилением и, следовательно, с высоким ОСШ. Когда в секторе ответственности имеется несколько пользователей, расположенных в различных точках пространства, каждому из них могут быть выделены различные спектральные компоненты, что обеспечивает раздельное обслуживание пользователей.

Многолучевое распространение сигнала в канале вызывает также временную дисперсию сигнала, которая в случае широкополосного сигнала ведет к явлению частотной селективности канала. Выравнивание частотной характеристики канала реализуется достаточно хорошо, если сигнал синтезируется в форме OFDM. Именно это обстоятельство определило выбор OFDM для перспективных систем сотовой связи. Заметим, что частотно-скани-рующая АР, как и канал, обладает частотной селективностью. Поэтому последовательное включение пространственного канала и антенны с частотным сканированием можно рассматривать как составной частотно-селективный канал. Это значит, что основные принципы построения системы, такие как частотное разделение пользователей, оценивание канальных коэффициентов передачи в частотной области, сохраняются.

В данной работе сравнивается пропускная способность системы сотовой связи в двух случаях. В первом из них на БС используется секторная антенна, а во втором - частотно-сканирующая АР. В том и другом случаях применяется частотное разделение некоторого числа пользователей. Это означает, что одному пользователю выделяется только одна доля частотного спектра. В случае секторной антенны

разделение спектра может быть произвольным, в то время как в случае частотного сканирования для каждого пользователя выбираются участки спектра с высоким усилением. Благодаря этому следует ожидать, что система связи с частотным сканированием может иметь выигрыш в пропускной способности при обслуживании достаточно большого числа пользователей. При сравнении учитывается многолучевое распространение сигнала в канале, которое вызывает флуктуации амплитуды каждой спектральной компоненты сигнала. Обычно эти флуктуации хорошо описываются функцией плотности вероятности Релея и называются релеевскими замираниями [1, 2]. Учитываются также замирания сигнала, обусловленные затенением БС крупными зданиями, тоннелями и другими объектами. Такие замирания сигнала описываются логнормальным распределением плотности вероятности [1, 2].

Антенная решетка с частотным сканированием

При частотном сканировании фазы колебаний в излучателях и направление главного лепестка диаграммы направленности АР регулируются путем изменения частоты гармонического сигнала. Наиболее удобной для получения такого эффекта является линейная эквидистантная АР с последовательной схемой возбуждения. Если, например, требуется направить излучение под некоторым углом 0, то выбирается та частота, при которой главный лепесток диаграммы направленности ориентирован в данном направлении. Структурная схема ^-элементной АР с частотным сканированием (ЧС) показана на рис. 1. Для получения частотной зависимости диаграммы направленности принципиально важно выбрать расстояние между излучателями по фидеру L и расстояние по воздуху D [7-9].

Мощность отводится из фидера к излучателям небольшими дозами, создавая заданное распределение амплитуд колебаний в излучателях. Фидер представляет собой замедляющую систему, которая создает необходимый фазовый сдвиг колебаний в излучателях. На конце фидера для поддержания режима бегущей волны включается согласованная нагрузка. Расстояние между излучателями D выбирается исходя из условия отсутствия побочных максимумов при сканировании в заданном секторе. Если максимальное отклонение луча от нормали к АР равно 0тах, то величина D должна удовлетворять неравенству [8]

F (0) = Fo(0)

D <-

Ю81п[0( f)] = р( f)Ь - 2пМ, М = 0+1+2,...,

^п(гсШх (0-0и))

(4)

-, (1) !+ |c0S 0тах 1

где Хтп - минимальная длина волны из рабочего диапазона.

На некоторой частоте f максимальное излучение АР будет иметь место в направлении 0(/), в котором фазовая задержка возбуждения за счет пространственной разности хода от двух соседних излучателей равна фазовой задержке возбуждения на участке главного фидера длиной Ь. Это равенство имеет вид [7]

(2)

где k - волновое число в свободном пространстве, Р(/) - волновое число в фидере, зависящее от частоты f. Равенство (2) часто называют основным уравнением частотного сканирования.

Очевидно, что в системе связи, использующей АР с ЧС, передача информации одному пользователю возможна не во всей рабочей полосе частот, а только в ее части. Например, можно использовать те частоты, на которых усиление АР превышает заданный порог.

Обычно параметры АР выбираются так, чтобы углочастотная чувствительность была близка к линейной в заданном угловом секторе, то есть 0=а(/-/О), где а - коэффициент пропорциональности, /0 - несущая частота. Тогда при ширине Д0О5 диаграммы направленности по половинному уровню мощности ширина спектра принятого сигнала по такому же уровню составит величину, равную

Д/о.5 = а-1Д0о.5. (3)

Передача сигнала в этой полосе эквивалентна его передаче в направлении пользователя. При этом нет необходимости знать это направление.

Диаграмма направленности линейной эквидистантной АР по мощности равна [8]

_ N зт(п<4 (0-0и))_ где Fo(0) - диаграмма направленности отдельного излучателя, 0и - угловое положение пользователя, 4ь = D/X - расстояние между соседними излучателями в длинах волн X. При линейной углочастотной зависимости распределение принимаемой мощности по частотам будет определяться функцией F(0(/)).

Эффективная пропускная способность системы

В качестве критерия эффективности системы связи часто рассматривают ее пропускную способность, определяющую число правильно переданных информационных бит в единицу времени и в единичном интервале частот [10]. Будем считать, что на БС имеется ^элементная частотно-сканирующая АР. Общее число ортогональных спектральных компонент в OFDM-сигнале совпадает с размерностью Фурье-преобразования и равно Расстояние между спектральными компонентами составляет 11Т (Т - длительность OFDM-сигнала) [3]. При этом полная ширина спектра сигнала ДW=NFFTІTS.

Когда пользователь хочет войти в сеть, он посылает сигнал доступа, который должен содержать все спектральные компоненты, например, с равными амплитудами. БС принимает этот сигнал, анализирует его спектр и выделяет участок (или участки) спектра, где реализуется достаточно высокое ОСШ. Когда угловая дисперсия в канале меньше ширины главного луча ДН, выделяемый участок спектра имеет ширину, приблизительно равную величине Д/0.5, определенной в (3). Данный участок спектра теперь может использоваться для передачи и приема информации между пользователем и БС. Число спектральных компонент в этом участке спектра равно

<Т) = а~1д0о.5Т .

(5)

При передаче информации БС должна учитывать частотно-селективные свойства АР с ЧС. Если БС создает равномерное распределение мощности в спектре передаваемого сигнала, то пользователь будет принимать сигнал с неравномерным спектром. Спектральная плотность мощности будет совпадать с функцией F(0(/)). Эта функция дает также зависимость ОСШ от частоты в выделенном участке спектра. Для того чтобы выровнять ОСШ на входе приемни-

2

ка у пользователя, необходимо выполнить процедуру эквализации (выравнивание частотной характеристики канала). Обычно эта процедура выполняется приемником пользователя, для чего в спектр передаваемого сигнала вводятся пилотные спектральные компоненты с известными амплитудами и фазами. Однако в данном случае эквализация может выполняться на передающей стороне, поскольку БС знает частотные свойства антенны. Здесь мы предполагаем, что БС создает неравномерное распределение мощности в передаваемом сигнале таким образом, чтобы пользователь имел одинаковое ОСШ на всех спектральных компонентах принимаемого сигнала. В результате мощность, выделяемая на частоту ^ будет равна P(f)=yPо/F(0(f)), где коэффициент у определяется из условия постоянства полной мощности Р0 передатчика.

Данные передают обычно частотно-временными блоками, используя последовательность сигналов и несколько ортогональных спектральных компонент в каждом сигнале. Если каждый блок состоит из N OFDM-сигналов, то с помощью одного блока передается число информационных бит, равное М = а~1тНіД0о 5Т , где т -уровень модуляции (битовая загрузка сигнала). Учитывая (3), получим, что число переданных бит в единицу времени и в единичном интервале частот равно

M = m(Af0.5/AW).

ствие кодера, которая зависит от статистических свойств пространственного канала и среднего ОСШ [1, 2]. Тогда вероятность того, что в блоке из М бит имеется j ошибочно и (М -7) правильно

детектированных бит, равна С^р1 (1 - р)М-1,

где СМ - число сочетаний из М по 7. Учтем далее, что с единичной вероятностью возможны два противоположных события: блок считается переданным правильно (число ошибочно переданных бит равно 0,1,..., V) или блок передан неправильно (число ошибочно переданных бит составляет v+1, v+2, ...,М). Найдем вероятность первого события и вычтем ее из единицы. В результате получим, что BLER будет равна

BLERfs = i -I-

M!

pJ (i - p)M -J . (7)

j=0 .ЖМ - Л!

С учетом (7) для пропускной способности системы получаем следующее выражение

ThFs =(i - BLERfs )/т mRc .

(В)

(6)

Отношение (Д/0 5 /AW) показывает относительную долю частотного ресурса системы, выделенную одному пользователю.

Для борьбы с ошибками при передаче информации в системах связи используется помехоустойчивое кодирование [1, 2]. При этом вероятность битовой ошибки зависит от конкретного вида применяемого кодера. Чтобы получить более общий результат, будем рассматривать передачу информации как неко-дированную, а наличие кодера учтем, задавая максимально допустимое число v ошибочно переданных бит в блоке (которое может исправить кодер) и скорость кодирования Rc. В этом случае блок считается переданным верно при меньшем или равном v числе ошибочных бит.

Найдем вероятность ошибки передачи блока (Block Error Rate - BLER), которая представляет собой вероятность того, что число ошибочно переданных бит в блоке будет не больше v. Обозначим p - вероятность битовой ошибки в отсут-

Пусть имеется достаточно большое число пользователей, из которых планировщик сети выбирает для одновременного обслуживания Q пользователей. Рассмотрим идеальный случай, когда обслуживаемые пользователи распределены равномерно по угловой координате с шагом, равным ширине диаграммы направленности Д005. При этом их максимальное число Qmax не будет превышать величины Дф1аД/0.5, где Дф - угловой размер обслуживаемого сектора. Учтем, что отношение ДфІaД/0.5=ДWІД/0.5. Получим, что Qmax=ДWІД/0.5. В этом случае все пользователи оказываются разделенными по частотам, то есть соответствующие им сигналы имеют разные частоты. При максимальном числе пользователей эти частоты равномерно заполняют весь частотный диапазон, а при меньшем числе пользователей для передачи сигналов БС использует только часть спектра, равную QД/0.5. Тогда для полной пропускной способности будем иметь

ThFs =(1 - BLER)/. QmRc . (9)

Вероятность ошибки передачи блока BLER, а следовательно, и пропускная способность Тйга, будет зависеть от ОСШ. Мощность сигнала, принимаемого пользователем на некоторой частоте / можно записать в виде [1]

lP0GFssh

р( sig) =

Fs LpQNSUUuler> ’

(iO)

где Ьр - потери мощности при распространении сигнала от БС к пользователю, GFS - коэффициент усиления АР с ЧС, - случайная величина, имеющая логнормальное распределение и описывающая замирания сигналов из-за наличия крупных объектов между передатчиком и приемником. В (10) предполагается, что пользователь имеет изотропную антенну.

Потери мощности Ьр сигнала будем оценивать исходя из 3GPP-модели [11]. Согласно этой модели, затухание сигнала в городских условиях зависит от таких параметров, как высоты расположения антенн у БС и пользователя над земной поверхностью (Н и Ьи, соответственно), расстояние R между ними, несущая частота /0. Для городской соты потери мощности на трассе между БС и пользователем определяются следующим выражением [11]

Ьр (дБ) = (44.9 - 6.55^1е(0.00Щ +

+ (35.46 - 1.1^)^/0 - 13.82^ +

+ 0.7Ьи + 48.5, (11)

где высоты Н, Ьи и расстояние R выражаются в метрах, а частота /0 - в МГ ц.

Мощность собственных шумов приемника в полосе ДW равномерно распределяется по всем ортогональным спектральным компонентам OFDM-сигнала и для одной компоненты равна

р(п) = ^п^БТ0Д^ (12)

N ’

NFFT

где Nn - шум-фактор, кв - постоянная Больцмана, Т0=290 К - стандартная абсолютная температура. Исходя из (10) и (12) получаем, что ОСШ для любой спектральной компоненты равно

pFS ='

P0GFSSh

N

(13)

вать весь обслуживаемый угловой сектор Дф, поскольку положение пользователя в нем неизвестно. При этом одновременное обслуживание нескольких пользователей осуществляется за счет разделения полного частотного диапазона между ними.

Пропускная способность системы, использующей секторную антенну, не зависит от числа пользователей и равна

Ткм =(1 -BLERsA)mRc , (15)

где BLERSA - вероятность блоковой ошибки для секторной антенны, которая определяется формулой, аналогичной (7).

ОСШ в системе без частотно-сканирующей антенны можно найти, аналогично (13), если учесть, что при использовании всего частотного диапазона независимо от числа пользователей

отношение (#ррТ/QN(fUъr)) = 1. В результате

получим, что

р£А

P0GSASh

(16)

LpNnkвToДW QNfJber) '

Пользователи в соте могут иметь различные ОСШ в зависимости от их расположения относительно БС и крупных рассеивающих объектов. Поэтому представляет интерес пропускная способность (9), усредненная по всем возможным ОСШ. Пусть плотность вероятности ^(р) дает распределение случайной величины ОСШ. Тогда средняя пропускная способность получается путем интегрирования в следующем виде:

ТО

< Щб >= | ThFS (РМР>Ф • (14)

—ТО

Представляет интерес сравнение пропускной способности (9) и (14) системы с частотно-сканирующей АР с пропускной способностью системы, использующей секторную антенну без частотного сканирования. Диаграмма направленности секторной антенны должна перекры-

LpNnkвTоДW ’

где GSA - коэффициент усиления секторной антенны.

iНе можете найти то, что вам нужно? Попробуйте сервис подбора литературы.

Результаты моделирования

Рассмотрим OFDM-систему сотовой связи с частотно-сканирующей линейной АР, которая состоит из N=10 излучателей. Период D АР равен половине длины волны, то есть ширина ДН по уровню -3 дБ равна Д005«10°. Пусть ширина обслуживаемого углового сектора Дф составляет 120° (±60° относительно нормали к АР), центральная частота ./0=2.4 ГГц при ширине диапазона ДW=20 МГц (наклон углочастотной зависимости а«6 град/МГ ц). В этом случае усиление секторной антенны GSA=360°/120°=3, а усиление частотно-сканирующей антенны GFS=3N=30. Каждому пользователю в соответствии с (3) можно выделить полосу шириной «1.67 МГц. Размер блока данных зададим равным 120 битам, а допустимое число ошибочно переданных бит в блоке v=12 (то есть 10%). Будем также считать, что в канале связи имеются два типа замираний сигналов: релеевские замирания

сигналов с нулевым средним и единичной дисперсией, а также замирания, описываемые случайной величиной Sh с логнормальным распределением с нулевым средним и дисперсией, равной 8 дБ.

На рис. 2 (слева) цифрами 1-4 показаны вероятности битовой ошибки для частотно-сканирующей АР при использовании соответст-

Рис. 2

ю

.о

о

О

1=

о

р;

го

о

>

с

о

а.

-Ф-2-ФМ ^е-4-ФМ '■-^16-КАМ -а-64-КАМ , АР с ЧС —а- -В В В У* + 1 £ -а—а—;

Л й -±ь йг; * * г * * ^ а —А ^

—секторная і антенна ' / Ж I Г

с : с с Гі ґ"і ґ"і |-"| п Г-. ҐЧ

Ж, А Л г л | Т * { * / / г* /ч Уч Л А Л

р V ^ ^ ^ ^ і і и и и и и І " і І 1

-25 -20 -15-10 -5 0 5

ОСШ. ДБ

10

15

20

25

венно двоичной (2-ФМ) и четверичной (4-ФМ) фазовых модуляций, а также более «высоких» амплитудно-фазовых модуляций (16-КАМ и 64-КАМ). Предполагалось, что в системе имеется планировщик, который из достаточно большого числа пользователей выбирает 12 пользователей, равномерно расположенных в угловом секторе Аф=120° через интервал, равный ширине диаграммы направленности А0о.5=1О°. В этом случае для передачи сигналов используются все частоты. На рис. 2 (справа) цифрами 1-4 представлены кривые вероятности блоковой ошибки (BLER), полученные с помощью (7) для соответственно 2-ФМ, 4-ФМ, 16-КАМ и 64-КАМ модуляций. На основе этих кривых найдены пропускные способности системы для всех рассматриваемых модуляций. Соответствующие кривые показаны на рис. 3, на котором также представлена их огибающая.

Аналогичные кривые для секторной антенны можно получить из кривых на рис. 2 и 3,

Рис. 3

если их сдвинуть на «8.9 дБ вправо. Данный сдвиг обусловлен двумя факторами. Во-первых, секторная антенна имеет на 10 дБ меньшее усиление, чем АР с ЧС. Во-вторых, при неравномерном распределении мощности по спектральным компонентам в АР с ЧС коэффициент у= -1.1 дБ, то есть средняя мощность уменьшается на 1.1 дБ. На рис. 3 пунктирной кривой показана огибающая кривых для пропускных способностей в системе с секторной антенной. Предельные общие пропускные способности обеих систем одинаковы. Это объясняется тем, что для обслуживания 12 пользователей, равномерно отстоящих друг относительно друга, обе системы используют весь частотный спектр.

Теперь приведем результаты для пропускных способностей <7^> и <ПХА>, усредненных по положению пользователя в соте, которая имеет гексагональную форму с радиусом описанной окружности «450 м. Будем считать, что

Рис. 4

2.5

о

ш

ю

о

о.

1.5

0.5-

СП

ш

о.

О

э <

-

- -

—секторная антенна

8 10 12 14 16 18

Число пользователей в системе

20 22 24

Рис. 5

БС расположена в центре соты, а положение пользователя является случайным и равновероятным внутри части соты, соответствующей обслуживаемому сектору шириной 120°. Для оценки потерь Lp сигнала в (11) зададим стандартные значения высот расположения БС и пользователя над земной поверхностью (Н=32 м и ^=1.5 м). Тогда из (11) будем иметь, что Lp(аА) = 37.91 + 35.04 • ^R .

На рис. 4 показаны плотности вероятности ОСШ для частотно-сканирующей АР при различном числе Q пользователей ^=1 и Q=12) и для секторной антенны. Отметим, что ОСШ для секторной антенны не зависит от числа пользователей, поскольку передача идет во всей полосе при любом Q, а частоты делятся поровну между всеми пользователями. Видно, что среднее зна-

чение ОСШ для АР с ЧС лежит в области более высоких децибел, чем для секторной антенны, что объясняется большим коэффициентом усиления АР с ЧС.

На рис. 5 изображены средние пропускные способности для частотно-сканирующей АР и секторной антенны при различном числе обслуживаемых пользователей в системе. Рассматриваются две АР с разным числом излучателей (#=10 и N=20), для которых ширина диаграммы направленности Д005=10° и Д005=5°, а максимальное число пользователей Qmax=12 и Qmax=24, соответственно. Видно, что частотно-скани-рующая АР обеспечивает большую пропускную способность, чем секторная антенна, при достаточно большом числе пользователей (Q>8 пользователей при N=10 и Q>15 пользователей при N=20).

Заключение

В настоящей работе найдена эффективная пропускная способность широкополосной OFDM-системы сотовой связи для различных типов модуляции, в которой используется частотно-сканирующая АР на БС. Проведено сравнение пропускной способности системы, обеспечиваемой частотно-сканирующей АР или секторной антенной. Показано, что при достаточно большом числе обслуживаемых пользователей частотно-сканирующая АР обеспечивает большую пропускную способность, чем секторная антенна.

Список литературы

1. Прокис Д. Цифровая связь: Пер. с англ. М.: Радио и связь, 2000. 800 с.

2. Скляр Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение: Пер. с англ. М.: Вильямс, 2003.

3. Prasad R., van Nee R. OFDM wireless multimedia communications. London: Artech House, 2000.

4. Space-time processing for MIMO communications / Editors A.B. Gershman and N.D. Sidoropoulos. Wi-ley&Sons, 2005.

5. Prasad R., Harada H. Simulation and software radio. Artech House, 2004.

6. Vaughan R. and Andersen J.B. Channels, propagation and antennas for mobile communications. IEE, 2003.

7. Hansen R.C. Сканирующие антенные системы: Пер. с англ. М.: Советское радио, 1971.

8. Марков Г.Т., Сазонов Д.М. Антенны. М.: Энергия, 1975.

9. Вендик О.Г., Парнес М.Д. Антенны с электрическим сканированием. М.: Радио и связь, 2001.

10. Ермолаев В.Т., Флаксман А.Г., Лысяков Д.Н. // Актуальные проблемы статистической физики (Малаховский сборник). Т. 5. Нижний Новгород, 2006. C. 136-148.

11. http://www.3gpp.org/ftp/Specs/archive/25_series/ 25.996/25996-610.zip

THROUGHPUT OF A BROADBAND MOBILE COMMUNICATION SYSTEM USING A BASE STATION ANTENNA ARRAY WITH FREQUENCY SCANNING

V. T. Ermolayev, A. G. Flaksman, V. Yu. Semenov

An OFDM broadband mobile communication system using a base station antenna array with frequency scanning is considered. The effective throughput of such a system has been found for different types of modulation. A comparison has been given of the throughputs of two systems: with the frequency scanning antenna array and with the sector antenna.

Keywords: mobile communication system, antenna array, frequency scanning, throughput, bit error rate, Rayleigh fadings.