CC BY
28
УДК 621.391
А.В. ЯРИЛОВЕЦЬ*, В.Д. НАЗАРУК**, С.В. ЗАЙЦЕВ*
ОЦ1НКА ЕФЕКТИВНОСТ1 ШФОРМАЩЙНОÏ ТЕХНОЛОГIÏ ДЛЯ СИСТЕМ БЕЗПРОВОДОВОГО ДОСТУПУ, ПОБУДОВАНОÏ НА ОСНОВ1 ОПТИМАЛЬНИХ ОРТОГОНАЛЬНИХ БАГАТОЧАСТОТНИХ СИГНАЛЬНИХ КОНСТРУКЦ1Й
Чернiгiвський державний технолопчний унiверситет, 4epHiriB, yKpaÏHa
Управлшня Державноï служби спецiального зв'язку та захисту шформацп Украïни в Чершпвськш областi, 4epHiriB, Украïна
Анотаця. У роботг проведено оцтку гнформацгйно! ефективностг технологи побудови системи OFDM-FHSS на основi оптимальних частотно-часових сигнально-кодових конструкцт та зробле-но ii порiвняння з технологieю OFDM.
Ключовi слова: тформацтна ефектившсть, технологiя OFDM, багатопозицтш багаточастотш сигнали, частотно-часовi послiдовностi.
Аннотация. В работе проведена оценка информационной эффективности технологии построения системы OFDM-FHSS на основе оптимальных частотно-временных сигнально-кодовых конструкций и сделано её сравнение с технологией OFDM.
Ключевые слова: информационная эффективность, технология OFDM, многопозиционные многочастотные сигналы, частотно-временные последовательности.
Abstract. In this paper we evaluated the effectiveness of information technology of constructing a system of OFDM-FHSS based on optimal time-frequency signal-code structures and its comparison with the OFDM technology was made.
Keywords: information efficiency, OFDM technology, multi-position multi-frequency signals, time-frequency sequences.
1. Вступ
У роботах [1, 2] показано, що iснуючi безпроводовi шформацшно-телекомушкацшш системи не здатш повшстю задовольнити вимоги мереж доступу NGN. Тому на сьогодшшнш день залишасться актуальним питання щодо проведення ix вдосконалення. I значне мюце тут выводиться розробщ нових шформацшних технологш фiзичного рiвня, що, насампе-ред, визначасться ефектившстю моделювання сигнально-кодових конструкцш у системах передач^ яю використовують широкосмуговi сигнали i характеризуются високою досто-вiрнiстю прийому шформацп.
Для забезпечення вах вимог мереж доступу NGN необхщно пiдвищувати шформа-цiйну ефективнiсть юнуючих безпроводових iнформацiйно-телекомунiкацiйних систем. Вiдомо [1-3], що це можливо зробити за рахунок використання для побудови фiзичного рiвня складних сигналiв у поеднанш з технологiями множинного радiодоступу OFDMA.
Однак на даний час недостатньо дослщжена шформацшна технологiя побудови системи OFDM-FHSS на основi оптимальних частотно-часових сигнально-кодових конструкцш, що не дае змогу ощнити ii ефектившсть для мереж NGN.
2. Постановка завдання
З теорп шформацп вщомо, що ушверсально оцiнити ефектившсть шформацшно'1' технологи побудови безпроводових шформацшно-телекомушкацшних систем можливо за двома показниками: 1) частотна ефектившсть v = V / Dfc (де V — швидкють передавання шформацп, а Dfc — ефективна ширина смуги частот сигналу); 2) енергетична ефектившсть Q = Ec /G0 (де Ec — енергiя сигналу, а G0 — спектральна щiльнiсть потужностi шуму). При
© Яриловець А.В., Назарук В.Д., Зайцев С.В., 2014 ISSN 1028-9763. Математичш машини i системи, 2014, № 2
цьому оцшка повинна проводитися при забезпеченш задано! достовiрностi шформаци (для задано! ймовiрностi помилкового прийому iнформацiйних 6iT Рпом). Межа шформацшно'1 ефективносп визначаеться таким спiввiдношенням:
б2 =
2V -1
(1)
Q2, [дБ]
Цей вираз встановлюе взаемний зв'язок мiж показниками шформацшно!' ефективносп для кана-лiв зв'язку, в яких повшстю реалiзуеться пропускна здатшсть по Шеннону. Побудована у вщповщносп з (1) залежнiсть мiж О та V представлена на рис. 1. Точки заштриховано!' обласп можуть бути реалiзо-ванi, а т^ що знаходяться за п межами, не можуть бути реалiзованими. 1нформацшна ефективнiсть ш-формацiйно-телекомунiкацiйних систем ощнюеться по наближенню точок, що визначаються п показниками, у заштрихованш областi до межь Найбiльш ефективними е системи, в яких точки знаходяться поблизу межi шформацшно!' ефективносп. Ця межа е спiльною для вах систем передавання шформацп незалежно вщ значення Рпом. Отже, для проведення ощнки шформацшно!' ефективносп технологи побудови системи OFDM-FHSS на основi оптимальних частотно-часових сигнально-кодових конструкцш необхiдно при заданому значеннi Рпом та О знайти V й порiвняти 11 значення з перспективними вщомими техно-логiями.
Рис. 1. Межа шформацшно! ефективносп
V
3. Виклад основного матер1алу
Аналiз, проведений в робот [1], показав, що на сьогодшшнш день найбiльш перспективною для побудови фiзичного рiвня систем безпроводового доступу е технолопя з ортогональною частотною модулящею - OFDM. Дана технологiя дае змогу забезпечити передачу шформацп зi швидкiстю до 80 Мбiт/с [1]. Застосування OFDM тдвищуе ефективнiсть бо-ротьби з завмираннями, якi виникають внаслiдок багатопроменевого поширення радюх-виль [4]. Основу ще'1 технологи складае принцип демультиплексування високошвидкюного потоку даних на декшька низькошвидкiсних потокiв. Потм цi потоки паралельно переда-ються на декiлькох пiднесучих, що зсунут одна вiдносно шшо'1 на величину ортогонального зсуву. Визначена смуга частот под^еться на канали (смуги) шириною AfOFDM кожен. У
свою чергу, кожен iз таких час-тотних каналiв AfOFDM розбива-еться на P -ортогональних тдка-налiв, як це видно зi структури OFDM сигналу в частотнiй обласп, зображенш на рис. 2. Для передавання даних виднеться U-пiднесучих (пiдканалiв), iншi P - U (пшот-сигнали) призначенi для кодiв корекцп помилок. Щоб забезпечити необхщш швидкостi передавання шформацп, використовуються рiзнi ступенi кодування згортаючим кодом та
Пшот-сигнали
Рис. 2. Структура OFDM сигналу в частотнш обласп
pi3Hi види модуляцп пiднесучих сигналу. Кожна з U -тднесучих модулюеться сво'1'м потоком даних, причому ступiнь кодування i вид модуляцп залежать вщ швидкостi передаван-ня даних. Пшот-сигнали використовуються з метою тдвищення стiйкостi до фазового шуму й забезпечення когерентного прийому сигналiв OFDM i модулюються за допомогою бшарно'1 фазово'1 модуляцп (BPSK) у вщповщносп з дво'1'чною псевдовипадковою послщо-внiстю. Перетворення кожно'1 групи модульованих P -тднесучих в часову область вщбу-ваеться завдяки зворотному швидкому перетворенню Фур'е (ШПФ), а з часово'1 в частотну область - прямому ШПФ. При цьому кшькють точок ШПФ N вибирають рiвною ступеню двiйки, що значно спрощуе реалiзацiю такого пристрою i тдвищуе ефективнiсть його ро-боти. Виходячи з цього, при N = 512 i AfOFDM = 5 МГц смуга частот на одну точку Фур'е Af т = Af^™, /N = 5/512 = 9,766 кГц. Сформований сигнал переноситься в необхщну смугу
N '-"■OFDM
частот.
f*4 f3 f2
kfN
N
• • • • • •
4
3
2
• . . t ->-
T
T
Рис. 3. Структура OFDM сигналу в частотно -часовш обласп
Принцип передачi iз застосуван-ням OFDM видно iз структури OFDM си-гналiв у частотно-часовiй обласп, яка показана на рис. 3. За час T0 = 1/ AfN = 1/ = 102,4 мкс - тривалють одного символу OFDM (тривалють ШПФ) на однш несучiй частотi буде передано n = log2 m б^, де m - рiвень модуляцп. Для забезпечення завадостшкосп вщносно взаемних завад мiж субканалами выводиться захисний iнтервал Тз = T0 / 9 = 11,3 мкс. Отже, швидкють пе-
редавання, яка забезпечуеться на однш частот^ буде визначатися як
Vo = log2 m/(To + Тз).
(2)
Сумарна швидкють передавання, без урахування пiлот-сигналiв, знаходиться як VS = U • V0. Враховуючи (2), отримуемо
VS
U • log2 m T + T
А0 ~ Хз
(3)
При застосуваннi кодування зi швидкiстю R швидкiсть передавання шформацп
VS = VS • R або, з урахуванням (3),
VS
R • U
T + T
0з
' log2 m.
(4)
Враховуючи зазначене, розрахунки максимально допустимих швидкостей переда-вання шформацп при використаннi технологи OFDM iз зазначеними вище параметрами, якi можливо забезпечити при повному використанн пiднесучих (у тому чи^ й пшот-сигналiв), наведет в табл. 1.
Отже, як видно з виразу (4), швидкють передавання шформаци буде меншою за швидкiсть передавання символiв. Рiзниця мiж ними визначаеться ступенем кодування ш-формацп. Таким чином, технология OFDM забезпечуе суттево бiльшi шформацшш можли-востi у порiвняннi з шшими технологiями. До недолiкiв таких сигналiв можливо вiднести необхiднiсть у великих потужностях передавача i це пов'язано з одночасним випромшю-ванням сигналу на всш смузi каналу, що зменшуе радiус дп таких пристро'1'в. Крiм того,
для усунення мiжсимвольноi штерференцп мiж символами OFDM необхщний захисний iнтервал, що зменшуе iнформацiйнi можливостi систем безпроводового доступу.
Таблиця 1. Граничш швидкосп передавання шформацп при використаннi технологи OFDM
Швидюсть передачi даних, Мбiт/с Вид модуляци T0, мкс Тз, мкс Кшьюсть бiт на пiднесучу Кшьюсть бгг на один символ OFDM
4,5 BPSK 1 512
9 QPSK 2 1024
13,5 8PSK 102,4 11,38 3 1536
18 16QAM 4 2048
22,5 32QAM 5 2560
27 64-QAM 6 3072
Проведемо порiвняння ефективностi технологи OFDMA з технологiею побудови системи OFDM-FHSS на основi оптимальних частотно-часових сигнально-кодових конс-трукцiй [2]. Для цього визначимо максимальш iнформацiйнi можливостi систем безпроводового доступу, в яких як несучий базис будуть використовуватися багатопозицшш бага-точастотш сигнали.
У роботах [2, 3] розглянута шформацшна технология побудови безпроводових ш-формацшно-телекомушкацшних систем, в яких як базис використовуються багатопози-цiйнi багаточастотнi сигнали (ББЧС). У цих роботах також показана можливють побудови оптимального ансамблю ББЧС, що складаеться з певно! кшькосп ортогональних частотно-часових послщовностей (ЧЧП) у виглядi радiоiмпульсiв, несучi частоти яких змiнюються. Можливi значення несучих частот ^,^,...,1^ визначаються вщношенням
f = fo +
[i - (M +1)/2]
(5)
1
0
t
де i e 1, M - номер частоти;
М - кшькють частот у Ha6opi (М+1 - просте число); f0 - центральна несуча частота ББЧС;
t0 - тривалiсть частотно-часового елемента.
Ортогональшсть частотно-часових елемен-тiв ББЧС забезпечусться використанням зсуву частот Dfp = |fi - fM| = 1/10. Для забезпечення най-
кращих кореляцiйних властивостей закони стриб-коподi6ноi змiни частот в оптимальних ЧЧП визначаються певним чином. Модель визначення порядку змши частот детально описана в робот [3]. У вщведенш для радюсистеми смузi частот можуть паралельно працювати М шформацшних стволiв (каналiв). При цьому ознакою, що вiдрiз-няе кожен iнформацiйний ствол, е вид псевдови-падковоi послiдовностi на6орiв несучих частот, яю у процесi передавання даних перюдично повто-рюються. Одна iз таких оптимальних ЧЧП з зако-
—
0 п
0 п
0 п
0 п
0 п
0 п t —
I —i<to I I I
I г т I
Рис. 4. Принцип передач1 повщомлень за допомогою оптимальних ЧЧП
t
о
ном змши частот f2, f4, f6, fj, f3, f5 при M = 6 приведена на рис. 4.
Для передавання дискретних повщомлень у виглядi блокiв i3 n - бтв необхiдно здiйснити манiпуляцiю рад^мпульав ЧЧП з застосуванням рiзних методiв багатопози-цiйного кодування по фазi (BPSK, QPSK, 8-QPSK) або по фазi й амплiтудi (16-QAM, 32-QAM, 64-QAM).
Багатопозицтт багаточастотт сигнали з зовтшньою мантулящею
Розглянемо спочатку випадок, коли вс частотно-часовi елементи тривалютю t0, в середи-
нi широкосмугового сигналу (ШСС) довжиною T, пiсля модуляцп будуть мати однаковi амплiтуди й однаковi прирощення фази, як це показано на рис. 1 для випадку застосування BPSK. Таку модулящю ШСС будемо називати зовшшньою манiпуляцieю. Якщо зовшшня манiпуляцiя характеризуеться параметром позицiйностi коду m , то довжина вхщного блоку буде дорiвнювати n = log2 m, а техшчна швидкiсть передавання буде дорiвнювати
V = n/T = (log2 m)/T . Якщо для роботи радюсистеми видiлена смуга частот Afc, то швид-кiсть передавання буде становити
V = log2m = log2m Dfc (6)
M-t0 M2 '
У формулi (6) передбачаеться, що ширина спектра ББЧС дорiвнюе Afc = M/t0, а ширина спектра одного частотно-часового елемента - Af0 = 1/10 [3].
У випадку, коли у смузi частот Afc паралельно i синхронно працюе М шформацш-них стволiв, то граничнi шформацшш можливостi тако! радiосистеми визначаються ii су-марною пропускною здатнiстю при вщсутносп завад, яка дорiвнюе
VS= V • M = Dfc - log2m. (7)
S M
Значення максимально-допустимих швидкостей передавання iнформацii в смузi частот Dfc = 5 МГц при використанш ББЧС з зовшшньою мантулящею, що розраховаш за формулами (6) i (7), приведет в табл. 2.
Таблиця 2. Граничш швидкосп передавання шформацп при використаннi ББЧС iз зовшшньою мантулящею
BPSK m = 2 QPSK m = 4 8PSK m = 8 16QAM m = 16 32QAM m = 32 64QAM m = 64 Af0 к Гц
М W V, кб1т/ с vs , кб1т/ с V, кб1т/ с vs , кб1т/ с V, кб1т/ с vs , кб1т/ с V, кб1т/ с vs , кб1т/ с V, кб1т/ с vs , кб1т/ с V, кб1т/ с vs , кб1т/ с
4 16 312,5 1250 625 2500 937,5 3750 1250 5000 1562,5 6250 1875 7500 1250
6 36 138,9 833,3 277,8 1666,7 416,7 2500 555,6 3333,3 694,4 4166,7 833,3 5000 833,3
10 100 50 500 100 1000 150 1500 200 2000 250 2500 300 3000 500
12 144 34,7 416,7 69,4 833,3 104,2 1250 138,9 1666,7 173,6 2083, 3 208,3 2500 416,7
16 256 19,5 312,5 39 625 58,6 937,5 78,1 1250 97,7 1562,5 117,2 1875 312,5
Bd сигнальнi конструкцп, представленi в табл. 2, характеризуются базою W = Dfc - T > 1. Вщомо [5], що для шумових завад широкосмуговi сигнали з базою W > 1
не мають будь-яких переваг у порiвняннi з простими сигналами з Wc = 1. Переваги склад-
них сигналiв проявляються при наявносп на радюлшп завад з вузькою смугою, а також системних i цшеспрямованих завад, або при багатопроменевому поширенш радiохвиль i створеннi радiосистем з роздшенням каналiв по формi сигналiв. З табл. 2 видно, що зi збь льшенням М база сигналу W збшьшуеться, а вщповщно й завадостiйкiсть цих радiолiнiй також буде збшьшуватися. Як наслiдок, це веде до зменшення граничних швидкостей пе-редавання шформацп. При фшсованому значеннi видшено1 для роботи радюлшп смуги пропускания Afc, при збшьшенш М, смуга частот одного частотно-часового елемента Af0 буде зменшуватися. При цьому, чим меншим буде значення Af0, тим менше кожен еле-мент пiддаеться впливу частотно-селективних завмирань. Нагадаемо, що частотно-селективш завмирання в 6агатопроменевiй радюлшп вщсутш, коли Af0 < Afкор , де Af -iнтервал частотно'1' кореляцп 6агатопроменево1 радюлшп [5]. З шшого боку, чим 6iльшим буде рознесення частот Afp = Af0, тим сильнiше буде виявлятися статистична вщмшшсть у
завмираннях рiзних частотно-часових елементiв ББЧС i тим вищою стае еквiвалентна кра-тшсть рознесення в радюлшп. Для умов, що визначаються штервалом частотно!' кореляцп Afкор , завжди можливо визначити оптимальне значення Afp =Af0, а вщповщно кiлькiсть
частот М в ЧЧП [6]. Гранична кiлькiсть рiзних iнформацiйних стволiв у радюлшп, яка ана-лiзуеться, дорiвнюе М.
Багатопозицтш багаточастотт сигнали з незалежною внутр1шньою мантулящею
Зробимо аналiз способу передавання, який оснований на тому, що кожний елемент ББЧС тддаеться незалежнш внутршнш маншуляцп з використанням m -позицiйного коду (BPSK, QPSK, 8PSK, 16QAM, 32QAM, 64QAM). Тод за час тривалосп одного ББЧС T = Mt0 буде передаватися блок з n -6iт. Причому, 2n = mM або n = Mlog2 m. Виходячи з
цього, швидкють передавання з розрахунку на один шформацшний ствол буде дорiвнюва-ти
V = Mlog2m = Afc l0g2 m (g)
Mt0 m . ()
Отже, врахувавши (8) при паралельнiй i синхроннш ро6отi М iнформацiйних ство-лiв, сумарна швидкiсть передавання iнформацii буде дорiвнювати
vs = Afc log2 m . (9)
Порiвнявши формули (7) i (9), видно, що пропускна здатшсть ще1 системи по вщ-ношенню до системи з наявшстю тiльки зовнiшньоi манiпуляцii ББЧС, при умовi вiдсутно-стi завад, збшьшуеться в М разiв. При цьому досягаеться гранична можливють частотно1 ефективностi радiосистеми, що дорiвнюе
nf log2 m . (10)
c
З (10) видно, що при використанш ББЧС з незалежною внутрiшньою маншулящею кожного частотно-часового елемента повнiстю вщсутня частотна надлишковiсть (W = 1). Сам принцип передавання, в даному варiантi використання ББЧС, вiдрiзняеться вщ зви-чайного способу передавання дискретних сигналiв з використанням 6агаточастотно1 моду-ляцй лише тим, що кожен черговий блок log2 m бтв передаеться на новiй несучiй частот
з наявного набору fi, де i e 1, M. При цьому забезпечуеться певний рiвень завадостшкосп й покращання якостi зв'язку в умовах завмирань.
Деяю значення граничних швидкостей передавання шформаци в iнформацiйному стволi й системi в цiлому, що розрахованi за формулами (9) i (10) у смузi частот АГс = 5 МГц для рiзних М i застосування рiзних видiв внутршньо'1 маншуляци кожного частотно-часового елемента, наведеш в табл. 3.
З табл. 3 видно, що при використанш незалежно'1 внутршньо'1 маншуляци кожного частотно-часового елемента е можливiсть забезпечити висою швидкостi передавання ш-формаци. При цьому в заданш смузi частот сумарна швидкють передавання шформаци в такш системi безпроводового доступу не залежить вщ структури ББЧС (вщ М), а визнача-еться лише видом внутршньо'1 маншуляци частотно-часових елеменпв. На вiдмiну вiд Ух,
швидкють передавання в одному шформацшному стволi залежить вiд структури ББЧС та виду внутршньо'1 маншуляци. Також видно, що чим бшьшим буде М при умовi застосування одного виду внутршньо'1 маншуляци, тим меншою буде швидкiсть передавання ш-формаци в одному iнформацiйному стволi й тим бiльшою буде 1х кiлькiсть.
Таблиця 3. Граничнi швидкосп передавання шформаци при використаннi ББЧС iз внутрь шньою манiпуляцiею
BPSK QPSK 8-PSK 16-QAM 32-QAM 64-QAM
M (m=2) (m=4) (m=8) (m= = 16) (m=32) (m=64)
V, V, V, V , V, V , V, V , V, V , V, V ,
МбЫс Мбiт/с Мбiт/с Мбiт/с Мбiт/с Мбiт/с Мбiт/с Мбiт/с МбЫс Мбiт/с Мбiт/с МбЫс
4 1,25 5 2,5 10 3,75 15 5 20 6,25 25 7,5 30
6 0,833 5 1,667 10 2,5 15 3,3 20 4,167 25 5 30
10 0,5 5 1 10 1,5 15 2 20 2,5 25 3 30
12 0,417 5 0,833 10 1,25 15 1,667 20 2,083 25 2,5 30
16 0,313 5 0,625 10 0,938 15 1,25 20 1,563 25 1,875 30
Q2, [ДБ]
OFDM
Для порiвняння достов1рносп передавання шформаци при використаннi технологи OFDM та технологи OFDM-FHSS на 0CH0Bi оптимальних частотно-часових сигнально-кодових конструкцiй за результатами робiт [6, 7] проведено моделювання в екв1валентних умовах. Результати моделювання показали, що розглянуп технологи мають приблизно од-накову завадостiйкiсть. Так, для прикладу, при використанш шформацшно1 технологи OFDM-FHSS на основi оптимальних частотно-часових сигнальних конструкцiй при в1д-
ношеннi сигнал/шум Q2 = 9,5 дБ, застосуванш внутр1шньо1 маншуляци 8QPSK, швидкостi ко-дування R = 1 розмiрнiстю сигналу M = 10 буде забезпечуватися ймовiрнiсть помилкового при-йому бтв Рпом = 1х10-3. При цьому, враховуючи розрахунки, наведеш в табл. 3, неважко визначи-ти, що частотна ефектившсть тако'1 системи буде V = 3 б1т/(сГц). При тому ж значеннi Q2 = 9,5 дБ технологiя OFDM забезпечуе бiтову помилку Рпом = 1х10-3 при застосуваннi внутр1шньо1 мань
пуляцii 8QPSK з R = 1 та 16QAM з R = 3/4, а з
урахуванням розрахунюв, наведених в табл. 1, ii
частотна ефектившсть буде становити V = 2,7
Р-5-По^вшння технототи OFDM- бiт/(сГц). Точки, що вiдповiдають цим показни-FHSS на основ1 ББЧС з технологию . , , . , .
Ofdm кам шформацшно! ефективностi на графiку гра-
"^.Межа 1нформац1йно1' "" ефективност
V, [бпУ(сГц)
нично-досяжних значень шформацшно'1 ефективностi, показано на рис. 5. 4. Висновки
З наведеного порiвняння видно, що при використанш шформацшно'1 технологи OFDM-FHSS на основi оптимальних частотно-часових сигнально-кодових конструкцш достов!р-нiсть передачi шформацп майже не вiдрiзняeться вiд технологи OFDM, але при цьому до ортогональних частотно-часових послiдовностей не застосовуються досить складне зава-достiйке кодування та адаптивне еквалайзерне регулювання ампл^удно-частотнох характеристики приймального тракту. Це збшьшуе 1'х iнформацiйнi можливостi й тдвищуе ефе-ктивнiсть використання. Не менш важливою перевагою шформацшно'1 технологи, що дос-лiджувалася, е значно проспший процес обробки сигналiв. Це дае змогу спростити вигото-влення такого обладнання й зменшити його собiвартiсть. Зазначенi переваги стосовно за-вадостiйкостi сигнально-кодових конструкцiй у виглядi оптимальних частотно-часових послiдовностей забезпечуються завдяки тому, що шформацшна послiдовнiсть бтв пере-даеться на рiзних частотах i на прийомi використовуеться кореляцшна обробка таких пос-лiдовностей. Тобто застосування цих сигнальних конструкцiй забезпечуе передавання з частотним рознесенням. Для розглянутого вище прикладу у смузi частот Dfc = 5 МГц за-
безпечуеться десятикратне рознесення (M = 10). Це забезпечуе однаковi показники досто-вiрностi передачi шформацп технологи OFDM-FHSS на основi оптимальних частотно-часових сигнально-кодових конструкцш з технологиями, що використовують складне зава-достiйке кодування.
За результатами проведеного аналiзу можна стверджувати про перспективы сть використання для побудови безпроводових шформацшно-телекомушкацшних систем шформацп технологи OFDM-FHSS на основi оптимальних частотно-часових сигнально-кодових конструкцш. Ця технологiя дае змогу забезпечити сигнально-кодову адаптащю та динамь чний розподiл iнформацiйного ресурсу в системах безпроводового доступу i повшстю вщ-повiдае вимогам мереж NGN.
СПИСОК Л1ТЕРАТУРИ
1. Яриловець А.В. Анатз стану та перспективи розвитку телекомушкацшних мереж / А.В. Ярило-вець, В.Д. Назарук, С.В. Зайцев // Вюник Чершг. держ. технол. ун-ту. - 2012. - Вип. 2. - С. 60 - 70.
2. Зайцев С.В. 1нформацшна технолопя побудови системи OFDM-FHSS на основ! оптимальних частотно-часових сигнально-кодових конструкцш / С.В. Зайцев, А.В. Яриловець, В.Д. Назарук // Математичш машини i системи. - 2013. - № 1. - С. 83 - 94.
3. Яриловець А.В. Алгоритм побудови оптимальних частотно-часових сигнальних конструкцш / А.В. Яриловець, В.Д. Назарук, С.В. Зайцев С.В. // Математичш машини i системи. - 2012. - № 4. -С.94 - 102.
4. Гельгор А.Л. Технология LTE мобильной передачи данных: учеб. пособие / А.Л. Гельгор, Е.А. Попов. - СПб.: Изд-во Политехн. ун-та, 2011. - 204 с.
5. Голдсмит А. Беспроводные коммуникации / Голдсмит А. - Москва: Техносфера, 2011. - 904 с.
6. Яриловець А.В. Модель системи рухомого зв'язку на основ1 фазо-частотно-часових послщовно-стей в умовах багатопроменевого поширення радюхвиль / А.В. Яриловець // Спещальт телекому-шкацшш системи та захист шформацп: зб. наук. праць. - 2009. - Вип. 1. - С. 25 - 32.
7. Петренко Б.П. Оценка помехоустойчивости OFDM сигналов в системах передачи информации при воздействии дестабилизирующих факторов [Электронный ресурс] / Б.П. Петренко // Электронное научно-техническое издание НАУКА и ОБРАЗОВАНИЕ. - 2012. - № 3. - Режим доступа: http://technomag.edu.ru/doc/3 59356.html.
Стаття над1йшла до редакцИ' 11.12.2013
