Модификация уравнений дальности систем ближней локации Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

НАУЧНЫЙ ВЕСТНИК МГТУ ГА серия Радиофизика и радиотехника

УДК 621.396

МОДИФИКАЦИЯ УРАВНЕНИЙ ДАЛЬНОСТИ СИСТЕМ

БЛИЖНЕЙ ЛОКАЦИИ

В.А. КОВРИГИН

Статья представлена доктором технических наук, профессором Шахтариным Б.И.

Рассматриваются различные формы уравнения дальности, используемые при исследовании и проектировании систем ближней локации. В зависимости от условий применения учитываются факторы, связанные с распространением электромагнитных волн в атмосфере, влиянием подстилающей поверхности, поляризацией, действием шумов приемника и особенностями обработки.

Дальность действия является важнейшей характеристикой РЛС, зависящей как от основных параметров РЛС, так и от многих других факторов. Рассмотрим различные формы представления уравнения дальности, встречающиеся в прикладных задачах исследования систем ближней локации (СБЛ). Для получения этих форм в качестве исходного соотношения используем уравнение мощности отраженного сигнала на входе приемной антенны.

1. Уравнение мощности принимаемого сигнала

При выводе уравнения для мощности принимаемого полезного сигнала (эхо-сигнала) на входе приемника РЛС применяют геометрический подход, основанный на использовании нескольких ключевых терминов.

Мощность на входе антенны приемника активной РЛС Р может быть представлена в виде

Р _(р В

прм \ прд п

о

прм \ прд прд/| 2

прм

V а Л

Вт (1)

прм >2

где Рпрд - мощность на выходе передатчика РЛС, Впрд - коэффициент направленного д ействия (КНД) передающей антенны, а— эффективная площадь рассеяния (ЭПР) цели, Апрм - эффективная площадь приемной антенны, Р — расстояние от РЛС до цели.

Уравнение (1) справедливо при оценке принимаемой мощности в свободном пространстве, а РЛС является идеальной системой без потерь. Мощность Рпрм в (1) записана в виде произведения трех членов, где первый член Рпрд Впрд представляет собой эффективную излученную мощность (ЭИМ); второй - долю ЭИМ, которая перехватывается и отражается ЭПР цели; а третий член - доля рассеянной мощности, собранной приемной антенной.

Приемную антенну можно описать с помощью ее КНД Впрм, подставляя [ 1 ]

А _ В 1 /(4 П), чтобы выразить принимаемую мощность как

прм прм \ /“ ГГ J '

Р В В 1 о

Р ______ прд прд прм____________ (2)

пр“_ (4п )3 Р4 '

Полученное выражение называется основным уравнением радиолокации в свободном пространстве. При этом предполагается, что луч как передающей, так и приемной антенны ориентирован точно на цель.

При оценке мощности эхо-сигнала активной СБЛ в свободном пространстве наряду с (2) часто используется следующее модифицированное уравнение

Р В В 1оР2 (в,р)(в,р)

Р ___ прд прд прм прд V “ / / прм V “ / / (3)

прм / , \3 ^/1 ? ^ '

"рм (4 п )3 R4

где ^ !д(q, р) и ^прм (в, р) - функции направленности (ФН) по мощности передающей и приемной антенн; в,р - углы сферической системы координат. Выражение (3) в отличие от (2) учитывает возможность работы СБЛ при направлениях на цель (в, р) приемной и передающей антенн, отличных от направлений максимумов их ДН.

2. Дальность действия РЛС

Уравнение (2) можно разрешить относительно расстояния Р:

Р

P D D Ха

прд прд прм __________ (4)

Радиолокационное наблюдение целей, т. е. обнаружение целей и измерение их координат, возможно, если принимаемая мощность не меньше некоторого порогового уровня Рпрм min. Величина Рпрм min, характеризующая чувствительность приемника РЛС, определяется минимальной мощностью полезного сигнала на входе приемника, которая обеспечивает нормальное функционирование исполнительного устройства РЛС, т. е. функционирование в заданных условиях применения с показателями качества РЛС, не ниже требуемых в техническом задании. Различают чувствительность в режиме обнаружения и в режиме измерения. Как правило, в режиме измерения чувствительность ниже (т. е. Рпрм min больше), чем в режиме обнаружения. Величину Рпрм min в режиме обнаружения обычно называют пороговой мощностью [2].

Под дальностью действия РЛС понимается максимальная дальность до цели Rmax, при которой гарантированно (т. е. с показателями не хуже заданных) выполняется условие Рпрм > Рпрм min. Если Рпрм< Рпрм min , то нормальное функционирование РЛС не гарантируется, хотя в ряде случае и возможно.

Заменяя в соотношении (4) R и P на R и P , получим уравнение дальности дейст-

^ ' прм max прм min ? J J г ^ ^

вия активной РЛС в свободном пространстве:

R

(4 п )3 P

Р D D 1s

прд прд прм____ (5)

3 Р '

прм min

Уравнение (5) является универсальным, так как оно может применяться как к импульсному, так и к непрерывному методу. Причем Рпрд и Рпрм min в первом случае - импульсные мощности,

во втором - средние мощности [3, 4]. Уравнение дальности (5) является идеализированным, так как не учитывает реальные условия работы РЛС. Для конкретных приложений уравнение может быть соответствующим образом модифицировано.

На дальность действия РЛС влияют, помимо рассмотренных выше параметров идеализированной системы и цели, неидеальность и неопределенность свойств радио-локационного канала. Эти особенности радиоканала учитываются с помощью коэффициентов потерь, соответствующих различным физическим факторам, встречающимся в реальных условиях применения РЛС. Методически удобно различать два рода потерь в радиоканале. Потери первого рода обусловлены действием различных шумовых источников естественного

диапазон частот, начиная с нулевой частоты. Потери второго рода порождаются зондирующим сигналом и называются в дальнейшем радиочастотными потерями, так как их спектральные составляющие распределены в относительно небольшом частотном диапазоне в окрестности несущей частоты.

3. Учет шумовых свойств приемника РЛС

Способность РЛС обнаруживать сигнал, отраженный от цели, зависит от мощностей полезного сигнала Рпрм и конкурирующего шума, присутствующего в приемнике. Источники этого шума находятся как внутри РЛС, так и во внешней среде. Поскольку внешние и внутренние шумы по спектральному составу и по мешающему действию вполне эквивалентны, принято оценивать их суммарное действие с помощью единого параметра Т,, называемого полной шумовой

температурой приемной системы [3]. Температура Т, включает три составляющие

Т _ Т + Т + Ь Т ,

^ а вц вц е 5

где Та - шумовая температура антенны, Те - эффективная шумовая температура приемника, Твц -шумовая температура входной цепи приемника, Ьвц - ее коэффициент потерь. Тем самым осуществляется эквивалентная замена всех шумов (как принимаемых, так и создаваемых самим приемным трактом) тепловыми шумами входного сопротивления антенны при фиктивной температуре Т. Этот параметр соответствует идеальной (без шума) РЛС, которая имеет характеристики усиления и полосы пропускания такие же, как и реальная РЛС.

Мощность шумов ВЧ тракта приемника, приведенных ко входу приемника, равна

Р _ кТП _ N П , (6)

ш 5 ш 0 ш 5

где Пш - эквивалентная шумовая полоса пропускания приемника (на выходе его линейного тракта ВЧ), N. _ кТ,, - СПМ квазибелого шума, к - постоянная Больцмана. В формуле (6)

*

предполагается, что антенна согласована с входной цепью приемника: 2вц _ , где 2вц - норми-

рованное комплексное входное сопротивление линии передачи приемника, 2а - нормированное комплексное сопротивление антенны, символ (*) означает комплексное сопряжение. Из уравнения (6) видно, что ширина полосы Пш непосредственно влияет на уровень шума на выходе приемника. В общем случае Пш влияет также и на уровень сигнала, причем в общем случае не обязательно точно так же, как на шум, так как спектр сигнала, в отличие от спектральной плотности

мощности (СПМ) белого шума, обычно неравномерен в пределах Пш .

В случае произвольного фильтра с амплитудной частотной характеристикой (ЧХ) К(/) эквивалентная шумовая полоса пропускания Пш не зависит от формы К(/), а определяется площадью графика под кривой квадрата нормированной амплитудной ЧХ (АЧХ):

К (г) ■

. Ко ,

где К0 - коэффициент передачи фильтра на некоторой фиксированной частоте. При учете шумовых свойств приемника РЛС под АЧХ К (/) понимается модуль ЧХ линейного ВЧ тракта приемника от антенны до детектора (преддетекторный фильтр), а под К0 - резонансный коэффициент передачи этого тракта.

4. Отношение сигнал-шум в случае радиолокационного наблюдения

На входе приемника полезный сигнал с мощностью Рпрм действует совместно с шумом, приведенным ко входу, с мощностью Рш (6). Шумы ограничивают чувствительность приемника Рпрм min. Поэтому уравнение дальности необходимо скорректировать с учетом влияния шумов. С этой целью заменим Рпрм min величиной, которая учитывает действие шумов. Для этого определим отношение сигнал-шум (ОСШ) на входе приемника РЛС по мощности как

Р (S / N) = -^.

ш

Отсюда, при заданном значении Рш минимальное ОСШ, соответствующее чувствительности Рпрм min , равно

Р

(S / N)тШ = ^ . (8)

Это требуемое ОСШ (S / N)min в общем случае радиолокационного наблюдения можно интерпретировать как коэффициент различимости [3, 4]

P.P.

k __ прм min _ прм min (Q)

р _ P ~ N 0 П ‘ ()

ш 0 ш

С помощью коэффициента различимости удобно оценивать качество функционирования РЛС. В случае импульсной РЛС и одиночного импульса коэффициент различимости, обозначаемый как k (1), показывает, во сколько раз мощность одиночного импульсного сигнала на входе приемника должна быть больше мощности шумов, приведенных к его входу, чтобы гарантированно обеспечить нормальное функционирование системы. Величина P в этом

гг г т; ^ г прм min

случае представляет собой минимальную пиковую мощность, т. е. мощность в максимуме огибающей радиоимпульса, усредненную по периоду ВЧ заполнения. В задачах обнаружения используется также понятие «коэффициент обнаруживаемости» (detectability factor, [5]), являющийся синонимом коэффициента различимости.

5. Базовый и реальный коэффициенты различимости

При фиксированном значении Pni мощность принимаемого сигнала на входе достигает минимального значения Pпpм min в том случае, если ОСШ на выходе приемника максимально. Такое ОСШ обеспечивается при использовании согласованного фильтра (СФ). Частотная характеристика СФ с точностью до постоянного множителя k0 является комплексно-сопряженной

функцией спектра полезного сигнала S (f), с которым согласован этот фильтр [2]:

кСф(f) _ k 0S *(f )exp(- 2 р I (10)

где ¿з - время задержки сигнала в фильтре.

ОСШ на выходе СФ равно [2]

E

(S / N) сф _ М1) _ (11)

N 0

где E1 - энергия одиночного импульса на входе приемника. Таким образом, ОСШ на выходе

СФ зависит только от энергии полезного сигнала на его входе и СПМ входного шума. Никакой

другой фильтр, кроме СФ, не может обеспечить большее ОСШ.

ОСШ (S / N)сф определяет наименьший коэффициент различимости & (1), реализуемый

только при «идеальной» оптимальной обработке одиночного импульса. При использовании понятия шумовой температуры Ts ОСШ на выходе линейного ВЧ тракта приемника равно ОСШ в пределах полосы Пш на его входе. Поэтому СФ обеспечивает и максимизацию входного ОСШ

в пределах шумовой полосы. При отличии используемого метода обработки от идеального процесса вводятся потери, которые учитывают это различие и приводят к уменьшению ОСШ (S / N)сф до значения реального ОСШ (S / N)min .

Рассматривая кр0(1) как ориентир, к которому следует стремиться в реальных РЛС, представим (9) как

kf(1) = ^(1)4, (12)

гдеLc > 1 - коэффициент потерь рассогласования. Этот коэффициент в общем случае учитывает все отличия АЧХ реального преддетекторного фильтра приемника от АЧХ СФ. Поэтому параметр кр (1) (12) можно рассматривать как реальный (эффективный) коэффициент различимости при приеме одиночного импульса. Исходный коэффициент кр0(1) (11), характеризующий

требуемое ОСШ при оптимальной обработке когерентных импульсов, называется базовым коэффициентом обнаруживаемости [5].

6. Чувствительность и дальность действия в случае одиночного импульса

Мощность принимаемого сигнала достигает минимального значения при ширине полосы пропускания, равной ширине спектра сигнала, для которого фильтр оптимален и которую обозначим Пш с ф. На основании вышеизложенного с учетом введенных величин получаем следующее выражение для вычисления чувствительности:

Р . = к 0(1)L N0П ф. (13)

прм min р0 V / с 0 ш сф

Из сопоставления этого выражения с (9) следует, что коэффициент потерь Lc учитывает не только различие амплитудных ЧХ преддетекторного фильтра и СФ по форме, но и рассогласование ширины полосы пропускания преддетекторного фильтра Пш относительно Пшсф.

При практической реализации СФ для одиночных импульсов простой формы (импульсы немодулированной по фазе или частоте несущей) используются квазиоптимальные фильтры. Эти фильтры реализуются с помощью обычных усилителей (например, в тракте ПЧ), обеспечивающих оптимальную полосу пропускания Пшсф . Таким образом, в квазиоптимальном фильтре

обеспечивается согласование не по форме полезного сигнала, а лишь по ширине полосы. Ширину полосы Пш фильтра удобно связать с его обычной полосой пропускания, которая определяется спектром полезного сигнала. Так, если в составе тракта ВЧ больше трех каскадов (что обычно имеет место на практике), то эквивалентную шумовую полосу можно считать равной

полосе пропускания тракта, определяемой по уровню 1/V2 : Пш = П ^. При этом ошибка в

определении Пш не превышает 10% [3; 6, с. 105].

В общем случае ширина полосы Пшсф связана с длительностью импульса соотношением

п =a

шсф t ’ (14)

где а - величина порядка единицы [5, 4, 7]. Длительность импульса * определяется так, чтобы произведение Ри* было равно энергии (принимаемого или зондирующего) одиночного импульса £’1[3]:

E = Ри*,

где Ри - импульсная мощность. Таким образом, под параметром * понимается эквивалентная энергическая длительность импульса [4]. Значение * зависит от формы импульса, причем * £ *и, где *и - длительность импульса. Так, в случае импульса прямоугольной формы * совпадает с длительностью импульса.

В случае простых сигналов ширина полосы Пшсф приблизительно обратно пропорциональна длительности импульса *. Для таких сигналов расчетная формула чувствительности (13) принимает вид

Р , = к 0 (1)L N0 / *. (15)

прм min р0 с 0

Подставляя эту формулу ее в (5), получаем уравнение дальности при обнаружении одиночного импульса, учитывающее влияния шумов приемника:

R

Р *D D 1s

прд прд прм (16)

(4 П )3 N ¿„(1)4 •

Из выражения (16) следует важный вывод о том, что д альность д ействия радиолокационного наблюдения определяется отношением энергии одиночного зондирующего импульса Е = РпрдТ к СПМ N0 шума на входе приемника. Это обстоятельство учитывают при выборе

параметров РЛС и проектировании ее передающего и приемного трактов. Применение в (16) ОСШ по энергии, а не по мощности, в ряде случаев позволяет упростить вычисление дальности, так как для определения уровня мощности шума требуется знание шумовой ширины полосы, которая может не соответствовать какой-либо физической цепи или процессу в РЛС. Другим достоинством уравнения (16) является то, что энергия одиночного импульса фигурирует в нем в явном виде. Эта энергия имеет большое значение как при обнаружении одиночных импульсов, так и при интегрировании пачки импульсов.

При оценке дальности используется подход, при котором сначала рассчитывается базовый коэффициент кр0(1) (11). Этот коэффициент, предполагающий идеальный когерентный

процесс обнаружения, характеризует ОСШ, которое требуется для обеспечения заданных вероятностей обнаружения и ложной тревоги на выходе приемника. Далее с помощью дополнительных коэффициентов потерь, учитывающих отличия реального алгоритма обработки от идеального, вычисляется реальный коэффициент различимости кр (1) . Коэффициенты потерь имеют мультипликативный характер. Поэтому переход к реальному коэффициенту различимости осуществляется путем умножения базового коэффициента на произведение соответствующих коэффициентов потерь, учитывающих неидеальность и неопределенность свойств радиолокационного канала.

6. Учет радиочастотных потерь РЛС

Выше была изложена методика учета влияния шумов приемного тракта на дальность действия РЛС. Полученные ранее соотношения основаны на предположениях, что средой распространения является свободное пространство, а приемник РЛС является идеальным устройством без потерь и имеет антенну, согласованную по поляризации с принимаемым электромагнитным

полем. Для учета реальных свойств радиоканала в уравнения дальности аналогично рассмотренным выше шумовым коэффициентам вводятся соответствующие частные коэффициенты потерь. Полный коэффициент потерь в радиоканале вычисляется как произведение частных коэффициентов. Приведенные выше уравнения модифицируем таким образом, чтобы учесть следующие четыре фактора, которые могут оказать существенное влияние на величину фактически принимаемой энергии эхо-сигнала.

1. Потери в линиях передачи приемника и передатчика РЛС. Коэффициент полезного действия (КПД) передающей антенны, характеризующий эффективность излучения, можно записать как

Л = 1 / Ь ,

' прд прд ’

где Ьпрд - коэффициент потерь в фидерной линии передатчика [3], Ьпрд > 1. Этот коэффициент определяется как отношение мощности на выходе передатчика Рпрд к подводимой к антенне мощности Р:

Рпрд Р + Р

Ь =

Коэффициент Ьпрд учитывает неизбежные тепловые потери между входным сечением фидерной линии передающей антенны, в котором определена Рпрд, и излучающей подсистемой, которая характеризуется мощностью излучения р [1]. Рп - мощность омических потерь в линии передачи, в антенном переключателе и во всех других узлах, включенных между передатчиком и антенной. Произведение КПД на КНД характеризует коэффициент усиления передающей антенны G = В / Ь .

прд прд прд

Коэффициент Ьпрм, аналогичный Ьпрд, учитывает тепловые потери во входной цепи приемника РЛС. Он равен отношению мощности, извлеченной приемной антенной из падающей электромагнитной волны, к мощности на входе ВЧ тракта. При использовании в уравнении дальности СПМ шумов приемника следует иметь в виду, что коэффициент потерь Ьпрм уже учтен в температуре линии передачи приемника Твц.

Для учета рассогласования приемной антенны с нагрузкой в общем случае используется коэффициент [1]

^ 4гг

р =_____^___

н I , I ’

2 + 2

| а н |

где 2а = Га + /Ха - нормированное входное сопротивление антенны, 2н = Гн + /Хн - нормированное сопротивление нагрузки во входном сечении антенны. В случае, если антенна согласована с линией передачи ( 2а = 1), а нагрузка характеризуется коэффициентом отражения рн, то коэффициент Рн принимает вид

Р = 1 ~\Р Г.

нн

Если коэффициент Рн в явном виде не представлен в уравнении, то предполагается, что этот параметр входит в коэффициент потерь Ьпрм.

2. Ослабление мощности эхо-сигнала за счет влияния атмосферы и осадков. Затухание электромагнитных волн в атмосфере обусловлено поглощением их энергии свободными молекулами кислорода и водяного пара, а также частицами пыли и дыма. Кроме того,

происходит рассеяние электромагнитных волн жидкими и твердыми частицами, которое ведет к уменьшению плотности потока мощности волны, т. е. вызывает эффект, аналогичный поглощению энергии. В активной РЛС двухсторонние потери, вызванные поглощением и рассеянием электромагнитных волн, учитываются с помощью коэффициента потерь Ьа _1002 'к“к , где ка - коэффициент ослабления в дБ/км, Я - дальность в км.

3. Отражения от подстилающей поверхности и эффект дифракции. Для учета условий распространения электромагнитных волн между передающей и приемной антеннами РЛС, отличающихся от распространения в свободном пространстве, в уравнения дальности вводятся интерференционные множители Епрдпп (Я, в, р) и Епрмпп (Я, в, р), где Я, в, р - сферические

координаты точки пространства. Оба множителя содержат коэффициенты, которые учитывают отражения от подстилающей поверхности (земли или моря) с интерференцией при многолучевом распространении, дифракцию и возможные рефракционные эффекты [3].

Коэффициент Епрдпп (Я, в, р)- множитель, учитывающий влияние подстилающей поверхности на трассе передающая антенна - цель. Общая формула для Епрдпп (Я, в, р) имеет вид

Е (Я, в, р)

т прд V “ “ т /

Е (Я,в,р) _- т прд

прд пп

Е (Я, в0,р0)’

т прд 0 0

где Етпрд (Я, в, р) - амплитуда реально действующей напряженности электрического поля в точке с координатами (Я, в, р) , Ет прд (Я, в0, р0) - амплитуда напряженности в максимуме ДН передатчика (в0, р0) для идеального случая распространения электромагнитных волн в свободном пространстве. Епрдпп (Я, в, р) содержит рассмотренную выше амплитудную ФН передающей антенны Е рд (в, р). Епрм пп(Я, в, р)- аналогичный множитель на трассе цель - приемная антенна, учитывающий и амплитудную ФН Епрм (в, р). В свободном пространстве интерференционные множители совпадают с ФН Епрд (в, р) и Епрм (в, р).

4. Фактор поляризации. Поляризационный коэффициент Еп2 модифицирует величину ЭПР цели при учете эффекта поляризации передающей и приемной антенн в случаях, когда эхо-сигнал не перехватывается эффективно приемной антенной (за счет деполяризации цели) [1, 7, 8].

Подставляя введенные величины в выражение (3), получаем уравнение мощности РЛС в

форме:

Р О О Л2оЕ2Е2 (Я,в,р)Е2 (Я,в,р)

Р ___ прд прд прм П прд ПП V ~ ~ Т / прм ппх““// (1 7)

пр" _ (4 п )3 Я41а '

Это уравнение находит широкое применение в СБЛ различного диапазона длин волн при интенсивности эхо-сигнала, достаточно большой по сравнению с уровнем шумов на входе приемника. На его основе, в частности, производится оценка уровня эхо-сигнала при наблюдении низколетящих целей.

С учетом перечисленных выше факторов и шумов приемника РЛС уравнение дальности в случае одиночного импульса имеет вид:

Я

Р О В Л2оЕ2ЕЕ2 (Я,в,р)Е2 (Я,в,р) , ч

прд прд прм п н прд пп V 5 У т / прм пп V У У т / /1 о\

(4 п )3 N 0 к р0 (1)1. Ьа

4

7. Дальность действия с учетом суммирования импульсов

Для повышения эффективности обнаружение осуществляется не по одному принимаемому импульсу, а по последовательности таких импульсов. Если пачка импульсов получена от цели за время наблюдения 1{)., то число импульсов, доступных для обработки, равно п _ Еп 1^, где

Еп - частота повторения. Точно так же, если непрерывный сигнал получен за время t0, то в приемнике, полоса пропускания которого Пш > 1/10, доступны п _ Пшt0 выборок принимаемой реализации. При этом процесс обнаружения определяется суммарным воздействием группы выборок или импульсов, а не отдельными выборками. Объединение импульсов производится с использованием как некогерентной, так и когерентной обработки [3, 4].

При когерентной обработке перед суммированием предварительно производится детектирование огибающей каждого принимаемого радиоимпульса и последующее обращение к методам, в которых информация о начальных фазах эхоимпульсов сохраняется. Импульсы пачки обрабатываются таким образом, чтобы обеспечить синфазное сложение п векторов-выборок. Для максимизации ОСШ когерентный приемник/процессор основывается либо на использовании согласованного фильтра для непрерывного сигнала, либо на передаче когерентной пачки импульсов [2, 4]. В обоих случаях дальность действия вычисляется по формуле:

Я =

Р г О О ґ ХаР2ґ (Я, в, <р)ґ (Я, в, <в)

ср к прд прм н п прд пп V “ “ Т / прм пп\’’/у /1

(4 П )3 N О к р («к )1а

где эффективный коэффициент различимости к (пк) означает требуемое ОСШ по энергии для

каждого интервала когерентной обработки tк £ t0, а Пк _ to/ tк - число выходов когерентного

процессора. Чисто когерентная интегральная обработка, при которой tк _ to и Пк _ 1, по ряду

причин может быть нежелательна или даже невозможна. Коэффициент вычисляется в виде произведения [5]

кр (п ) _ кР0 (1)I ЬфЬб, (20)

где Ьф - коэффициент потерь вследствие отличия реальной формы луча антенны от равномерной. Коэффициент Ьоб в общем случае учитывает различные потери в приемнике и схеме обработки реальной РЛС, за исключением потерь вследствие некогерентности накопления и несогласованности полосы.

В случае непрерывного сигнала под Рср в (19) понимается мощность, усредненная за период ВЧ. Если же сигнал импульсный, то Рср _ РпрдТЕп - мощность, усредненная за период повторения, где Е - частота повторения, Р - пиковая мощность, п _ t Е - число импульсов на ин-

5 п г ^ прд ' 5 к к п ^

тервале когерентной обработки.

При некогерентной обработке используется только амплитудная информация. Здесь суммирование осуществляется с помощью видеочастотного накопителя, расположенного после амплитудного детектора. Перед детектированием, как и при когерентной обработке, принимаемые импульсы ВЧ подвергаются оптимальной обработке в фильтре, согласованном с одиночным импульсом пачки. При некогерентной обработке п импульсов максимальная дальность обнаружения равна

Я

' 4 І

Р О О РХаР2ґ2 (Я,в,а>)Р2 (Я,в,а>) , ,

прд прд прм н п прд пп прм пп

(4 п )3 Nо кр (п )1

где кр (п) означает требуемое ОСШ для каждого импульса на выходе приемника, питающего n-импульсный некогерентный накопитель. Эффективный коэффициент различимости кр(п) в этом случае имеет вид:

кр(п) = кро(1)L LraЬфЬоб, (22)

где Ьнк - коэффициент потерь вследствие некогерентности накопления. Этот коэффициент, в отличие от Lc (12), относящегося к одиночному импульсу, характеризует дополнительное

уменьшение ОСШ на выходе тракта ВЧ для наблюдаемого сигнала в целом.

Рассмотренные в работе различные формы уравнений дальности действия учитывают специфические особенности конкретных типов СБЛ и влияние мешающих воздействий естественного происхождения.

ЛИТЕРАТУРА

1. Сазонов Д.М. Антенны и устройства СВЧ: Учеб. для радиотехн. спец. вузов. - М.: Высшая школа, 1988.

2. Сосулин Ю. Г. Теоретические основы радиолокации и радионавигации: Учеб. пособие для вузов. - М.: Радио и связь, 1992.

3. Справочник по радиолокации. Том 1. Основы радиолокации; Под ред. М. Скольника. - М.: Сов. радио, 1976.

4. Финкельштейн М. И. Основы радиолокации. М.: Радио и связь, 1983.

5. Barton D. K. Radar System Analysis and Modeling. Norwood, MA: Artech House, 2004.

6. Сборник задач и упражнений по курсу «Радиоприемные устройства. Учеб. пособие для вузов; Под ред. В. И. Сифорова. - М.: Радио и связь, 1984.

7. Теоретические основы радиолокации; Под ред. В. Е. Дулевича. - М.: Сов. радио, 1978.

8. Кобак В. О. Радиолокационные отражатели. - М.: Сов. радио, 1975.

THE MODIFIED RANGE EQUATIONS OF CLOSE RANGE RADAR SYSTEMS

Kovrigin V.A.

Various forms of the radar range equations used in research and design of close range radar systems are proposed. Some additional factors are considered, namely: propagation of electromagnetic waves in atmosphere, the influence of underlying surface, polarization, receiver noises and processing features.

Сведения об авторе

Ковригин Владимир Афанасьевич, 1938 г.р., окончил МГТУ им. Н. Э. Баумана (1963), кандидат технических наук, доцент кафедры автономных информационных и управляющих систем МГТУ им. Н. Э. Баумана, автор более 100 научных работ, область научных интересов - моделирование и оценка эффективности систем ближней локации.