CC BY
68УДК 621.372.832.8
В.А. Козлов, А.В. Сорокин
МЕТОДИКА ПРОЕКТИРОВАНИЯ ШИРОКОПОЛОСНЫХ ФЕРРИТОВЫХ У-ЦИРКУЛЯТОРОВ НА СОСРЕДОТОЧЕННЫХ ЭЛЕМЕНТАХ
ФГУП «ФНПЦ НИИИС им. Ю.Е. Седакова»
Показана возможность создания широкополосных СВЧ ферритовых циркуляторов на сосредоточенных элементах с расширенной полосой рабочих частот, которая достигается за счёт оптимизированного режима работы. Предложен метод расчёта таких циркуляторов.
Ключевые слова: У-циркулятор, собственное значение матрицы рассеяния, согласующая цепь, сосредоточенный элемент.
Введение
Циркуляторы и вентили с У-сочленением в виде переплетенных индуктивных рамок в течение многих лет привлекают внимание разработчиков СВЧ приборов. Этот тип невзаимных устройств имеет существенные преимущества перед другими ферритовыми устройствами аналогичного назначения как по возможности достижения минимальных вносимых потерь и расширения полосы рабочих частот, так и по минимизации габаритов и массы [1]. Практика показывает, что такие устройства могут быть реализованы в приемлемых габаритах в длинноволновой части дециметрового диапазона длин волн и даже в коротковолновой части метрового диапазона [2].
Возможности совершенствования технических характеристик невзаимных устройств с переплетенными рамками посредством поиска новых схемных решений весьма ограничены, поскольку фактически любые изменения эквивалентной схемы циркуляторов и вентилей этого типа сводятся к введению дополнительных реактивных элементов либо между общей точкой индуктивных рамок и корпусом, либо в каждое из трех плеч. Таким образом, создание новых невзаимных ферритовых устройств с улучшенными характеристиками сводится к выбору оптимального режима их работы и расчету параметров соответствующих реактивных элементов, при использовании которых требуемый режим возможно реализовать. В предыдущих работах [3, 4] авторами настоящей статьи обоснована возможность реализации двух-частотных режимов работы циркуляторов с переплетенными рамками (в том числе и с изменением направления циркуляции при изменении частоты [4]) и предложена методика расчета параметров реактивных элементов при проектировании таких циркуляторов. В данной работе предлагается методика проектирования широкополосных циркуляторов и вентилей, основанная на переходе от двухчастотных устройств к широкополосным за счет оптимизации режима работы и соответствующего выбора реактивностей полоснорасширяющих цепей.
1. Качественная модель широкополосного Г-циркулятора
Будем полагать, что У- циркулятор является широкополосным, если в заданной полосе частот от ю1-Дю до ю2+Дю (Дю<< ю1, ю2) численные значения его характеристик ограничены с одной стороны. Например, вносимые потери должны быть не более заданного уровня или обратные потери должны быть не менее заданного уровня. При таком определении широкополосного циркулятора логично предполагать, что построение его модели возможно на основе использования модели двухчастотного циркулятора с рабочими частотами ю1 и ю2, которую следует дополнить условием ограничения величины отклонения условий циркуляции от идеальных на всех частотах, лежащих в интервале от ю1 до ю2. То-
© Козлов В.А., Сорокин А.В., 2012.
гда и численные значения характеристик циркулятора в этой полосе частот будут ограничены с одной стороны.
Решение задачи построения модели двухчастотного циркулятора в общем виде приведено в работе [3]. Двухчастотный режим работы осуществляется за счёт включения между общей точкой индуктивных рамок и корпусом реактивного сопротивления Zc, состоящего из соединённых параллельно последовательного и параллельного контуров. При включении реактивных согласующих цепей Z1 в каждое плечо циркулятора возможно осуществление идеальных условий циркуляции на третьей частоте ю3, лежащей в интервале между Ю1 и ю2 [5, 6]. Это не означает автоматического обеспечения широкополосности. Однако, можно полагать, что при соответствующем выбое величины магнитного поля и параметров цепей Z1 и Zc цир-кулятор может быть широкополосным.
Рассмотрим эквивалентную схему широкополосного «трёхчастотного» У-циркулятора с переплетёнными рамками, представленную на рис. 1 (Ь0- индуктивность рамок, С - согласующая ёмкость, включённая параллельно Ь0).
Рис. 1. Эквивалентная схема широкополосного «трёхчастотного» У-циркулятора
На рис. 1 согласующая цепь, позволяющая получить «двухчастотную» характеристику циркулятора, обозначена Zс, а согласующая цепь в каждом плече, дающая возможность получения «трёхчастотной» характеристики устройства, обозначена Z1.
При построении модели будем пренебрегать диссипативными потерями в феррите и согласующих реактивных элементах.
Для произвольного идеального 7-циркулятора собственные значения матрицы импеданса 7-сочленения Zo,+/- связаны с собственными значениями его матрицы рассеяния Яо.+а- [7] соотношением (1)
^ • 1 + / • (ф 2—п Л
/- = JPо-^- = ~ЗРР% ф + — , (1)
<\+/- V2 3 у
где ро - волновое сопротивление подводящих линий передачи, ф - фаза коэффициента прохождения сигнала со входа на выход; п=0,+/-1. Отметим, что Z0,+/-, а также Zс, 21 и все импе-
дансы, о которых говорится в тексте статьи, чисто мнимые. Поэтому далее на графиках рис. 2 и рис. 3 будут представлены именно Зт20 ,+/—.
В соответствии с (1), зависимости мнимой части собственных значений матрицы импеданса идеального циркулятора 20+/— от ф в диапазоне 0<ф <2п имеют вид, приведенный на рис. 2.
- / / / / / / / / / / / / / / ' 7
/ У /
0 / 271 3 471 3
71 3 71 Ж 2 71 3
/ / / / / / /
( / / / / / / / / / / / / 1 Z-
^ЗРо
Ро /^3
-Ро/^З
"^ЗРо
Рис. 2. Зависимость мнимой части собственных значении %о,+/— матрицы импеданса Z от фазы коэффициента прохождения ф
г! / / / / / 1 1 / / / /г/
У У
71
С01 СОз а>4 012 —
У
/ / 1 1 \ 1 / / / 1 1 1 1 1 Ъ-
^ЗРо
Ро/^З
ф
СО
-РоШ -^ЗРо
Рис. 3. Зависимость мнимой части собственных значении / +/— матрицы импеданса Z узкополосного циркулятора от частоты т
Ограничимся рассмотрением зарезонансного режима работы, поскольку он наиболее интересен в плане практического применения из-за отсутствия нелинейных эффектов при высоком уровне мощности сигналов в феррите.
Узкополосный циркулятор, из которого получена эквивалентная электрическая схема «трёхчастотного» циркулятора (рис. 1) путём включения дополнительных цепей 2Х и работает при ф =п. Это объясняется следующими причинами: при ф =п схема узкополосного циркулятора имеет минимум элементов по сравнению с другими схемами узкополосных циркуляторов при ф^л, так как при ф^л собственное значение матрицы импеданса Zo^0. Следовательно, для реализации требуемого значения 20 необходимо введение дополнительных элементов. Зависимости мнимой части собственных значений матрицы импеданса узкополосного циркулятора 2от ю имеют вид [7], представленный на рис. 3 (ф=п соответствует частоте а2). Можно также использовать как основу построения схемы широкополосного циркулятора схему узкополосного циркулятора, работающего при ф=2п, но тогда для обеспечения возможности работы в широкополосном варианте в качестве общей цепи 2с для получения возможности реализации любого значения импеданса общей цепи необходимо будет использовать последовательное включение параллельного и последовательного контуров, что вызывает значительные конструктивные сложности. При работе узкополосного циркулятора с ф=п, общая цепь широкополосного циркулятора 2С будет иметь вид параллельно включённых последовательного и параллельного контуров, что более удобно по сравнению с рассмотренным выше вариантом.
Рис. 4. Зависимость к/ц от а
Согласно [7], условия циркуляции для узкополосных циркуляторов с ф=П и для ф=2п можно представить выражениями (2) и (3) соответственно:
I— к
ю1 = 4 3р0-, ю2 LС = 1, (2)
и
Т л/3 к ? ю1 = -—Ро-, ю^С = 1, (3)
3 и
г 3г и -к
где ь =— Ь0ц, Ц =-, к и Ц- невзаимная и взаимная составляющие тензора магнит-
2 и
ной проницаемости феррита
Анализируя (2) и (3), можно сделать следующий вывод: при одинаковых ю индуктивность рамок Ь0 при ф =п в три раза больше, чем при ф=2п, а ёмкости С при ф =2п в три раза больше, чем при ф =п. Для остальных значений фазы коэффициента прохождения сигнала со входа на выход ф значения индуктивности и ёмкости принимают промежуточные значения. В зарезонансном режиме, при котором нормированное внутреннее поле подмагничивания
ст = уН;/ю > 1, величина к/Ц является отрицательной. Зависимость к/¡и от а качественно представлена на рис. 4 [1]. Для оптимального режима работы циркулятора, то есть режима, обеспечивающего наибольшую полосу рабочих частот при минимальном уровне прямых потерь, с учётом зависимости к/ц от частоты [1] и соотношений (2) и (3), необходимо, чтобы циркулятор работал на верхней рабочей частоте при ф=п, а на нижней при ф=0,2п (рис. 4). Двухчастотный режим работы циркулятора может быть реализован при ф=п на чатоте т2 (точка 2), и ф=0,2п на частоте ю1 (рис. 4, точка 1), когда ю2>ю1 и к/¡и(ю2) < к / ц(юх).
Анализируя графики, приведённые на рис. 2 и 3, можно определить вид корректирующих цепей 21 и 2С эквивалентной схемы циркулятора, представленной на рис. 1. В качестве 21 необходимо использовать последовательный контур с резонансной частотой настолько близкой к ю2, чтобы на частоте ю2 отклонение от идеальных условий циркуляции, соответствующих ф=п, можно было не учитывать. В качестве общей цепи 2с необходимо использовать параллельно включённые последовательный и параллельный контура, так как для частоты ю2 с ф=п необходимо сопротивление общей цепи 2с=0, а для ю1 с ф=2п необходимо 2с=го. Предлагаемая общая цепь 2с позволяет получить любое значение импеданса в полосе частот от ю1 до ю2. Окончательно эквивалентная схема широкополосного циркулятора будет иметь вид, представленный на рис. 5.
Таким образом, предлагаемая модель широкополосного 7-циркулятора обеспечивает соблюдение условий циркуляции, близких к идеальным, на двух частотах Ю] и ю2 по краям рабочего диапазона. Для приближения условий циркуляции к идеальным во всём диапазоне рабочих частот необходимо соответствующим образом выбрать значения элементов цепей 2С и 21. Предлагаемая общая цепь 2С позволяет получить практически любое значение импеданса без изменения условий циркуляции на частотах ю1 и ю2, в то же время при использовании в качестве 21 последовательного контура значения элементов согласующей цепи 21 не могут варьироваться без изменения условий циркуляции на частотах ю1 и ю2.
Анализ графика рис. 3 показывает, что при включении последовательного контура 21, подобранного как предложено выше, в каждое плечо циркулятора на некоторой частоте а3,
которая находится в интервале ю1<ю3< ю2, величина 2_ будет равна 0. В то же время на ча-
»
стоте ю4, на которой 2+=ю, можно получить условия циркуляции, соответствующие идеальным при ф=2п/3 и определенной величине 21, за счёт уменьшения 2'_ до уровня у'л/з/з р0 согласно (1).
При таких параметрах контура 21 его величина на частоте ю2 может не быть равной 0, вследствие чего на частоте ю2 будет наблюдаться отклонение собственных значений матрицы импеданса широкополосного циркулятора 20,+/_ от соответствующих идеальным условиям циркуляции при ф=п. Отклонение собственного значения матрицы импеданса 20 на частоте ю2 возможно компенсировать за счёт выбора сопротивления общей цепи 2с. Отклонения от идеальных условий циркуляции на частоте ю2 за счёт несоответствия собственных значений матрицы импеданса 2+/- рассчитанным по формуле (1) при ф=п будет небольшим, так как отрицательное сопротивление цепи 21 с ростом частоты возрастает и приближается к нулю.
Рис. 5. Эквивалентная схема широкополосного F-циркулятора
Таким образом, для собственных значений матрицы импеданса широкополосного циркулятора Z+/— могут быть достигнуты условия циркуляции, близкие к идеальным на частоте ю1 при ф=0(2п), на частоте а4 при ф=2п/3. На частоте ю2 при ф=п значения Z+/— будут обеспечивать условия циркуляции, близкие к идеальным. На частоте ю3 при ф=п/3 значение Z— будет соответствовать идеальным условиям циркуляции. За счёт соответствующего подбора величин элементов общей цепи можно реализовать значения Zс таким образом, что на частотах ю1, ю2, ю3, ю4 значения Zo будут близки к значениям, соответствующим идеальным условиям циркуляции.
На частоте ю3 при параметрах последовательного контура Z1, выбранных как указано выше, значение Z+ может не соответствовать идеальным условиям циркуляции. В соответствии с (1) на частоте ю3 для получения идеальных условий циркуляции разница между Ъ + и
Z- должна быть равна у'л/3р0 . Для одновременного получения идеальных условий циркуляции на частотах ю1, ю2, ю3, ю4 необходимо усложнить цепь Z1 включением, как минимум, параллельной индуктивности, так как в диапазоне частот ю1^ю2 используется ёмкостная часть амплитудно-частотной характеристики последовательного контура. Однако усложнение входной цепи Z1 недопустимо, так как при этом резко возрастает сложность конструкции и настройки входной цепи. При несоответствии условий циркуляции на частоте ю3 идеальным необходимо изменить в небольших пределах величины элементов цепи Z1 таким образом, чтобы достичь близких к идеальным условий циркуляции, при этом допустимы небольшие отклонения от идеальных условий циркуляции на других частотах (ю1, ю2, ю4).
2. Расчёт элементов эквивалентной схемы широкополосного У-циркулятора
Основываясь на качественной модели широкополосного 7-циркулятора, приведённой в параграфе 1, полагаем, что эквивалентные схемы для возбуждений циркулятора собственными векторами ¿У0 и С/+/_ имеют вид, показанный на рис. 6. Импеданс общей цепи Zc реализуется параллельным соединением последовательного контура Ь00С00 и параллельного контура Ь01С01, импеданс согласующих цепей Z1 реализуется в виде последовательного контура Ь1С1.
Рис. 6. Эквивалентные схемы широкополосного Г-циркулятора для синфазного возбуждения плечей циркулятора собственным вектором [/0 (а) и для возбуждений циркулятора с правым и левым вращением электромагнитного поля собственными векторами и и и (б)
С учётом (1) запишем условия циркуляции для произвольного циркулятора на частотах Ю1 (4) и ю2 (5):
7 ^
г+ = ]—Ро;
г о =да.
(4)
Z + = -jJlPi z - = jv3p( Z о = 0.
О м
(5)
Собственные значения матрицы импедансов Z+ и Z- для узкополосного Г-циркулятора с параллельным соединением ёмкостей С и индуктивностей рамок L0 определяются [7] соотношением
z +, = j—— • (6)
аС -(-®Lo(ju + к)) 1
Собственное значения матрицы импедансов Z0 для широкополосного Г-циркулятора определяются [8] по формуле
Z = Z + 3Z •
0 1 c
Входящие в (7) Z1 и Zc выражаются через реактивности L, C, L1, C\, L00, Coo, L0i, Coi
Zc = j— 1
(aLoo---1 + ^--аС 01
аСоо aL01
Z1 = jaL - j-1 •
аС
(7)
(8)
(9)
Из соотношений (4), (5) с учётом эквивалентных схем рис. 1 и рис. 6 можно записать условия циркуляции для широкополосного Г-циркулятора на крайних частотах рабочего диапазона Ю] и т2, на которых осуществляется близкий к идеальному режим циркуляции:
<
7 w -J3
Zi + z+ = j — po
Zi + z _ =- j — po z = да
Zi + Z+ =-J^3Po Zi + Z- = jV3po Zi + 3ZC = 0
(10)
(11)
Численное значение ю; определяется следующим образом: по формуле (6) рассчитываются зависимости 2+(ю) и 2 _(ш), и определяется частота ю1, на которой исходя из условий
циркуляции (4) для ф=0,2п разница между Z+ и Z_ составляет
,2л/э
J-
3
-Po
. Следовательно,
из второго уравнения системы (10) требуемая величина Z1 на частоте ю; определяется по формуле
% + ро
Zi =-
3
(12)
На частоте ю4, на которой 2+ =ю, требуемая величина 21 определяется как разница между 2_ и 2_ , которое, согласно (1), равно j—р , следовательно,
.л/3 >
- 7 — Ро
Zi =
3
(13)
Далее по известным значениям 21 на частотах Ю1 и Ю4 по формулам определяются величины Ь1 и С\.
Li = J
( ( ед4
v v
Л
Z (®4> - J^" Po
Л
-ед
77 . .л/э
z _(®i) + j — po
j (ед42 -ед22 )-i ,
С =
сощ - jед
yV ^ ^
z _(ед1) + j — po
v 3 У У
(14)
(15)
После определения величин Ь1 и С1 определяются остальные значения элементов эквивалентной схемы, представленной на рис. 6(а), которые должны обеспечивать величину сопротивления Zo в соответствии с (1), т.е. 20=го на ю1, 20=0 на ю2, % = — ул/3р0 на ю3,
% = — 7 л/з/3р0 на ю4. На частотах ю2 и ю4 сопротивление цепи 2с мало, так как частоты ю2
и ю4 близки к резонансной частоте последовательного контура Ь00С00, следовательно, её сопротивление определяется в основном сопротивлением последовательного контура Ь00С00. Пренебрегая сопротивлением параллельного контура Ъ{01С01, расчёт элементов последовательного контура можно произвести с достаточной для реализации точностью, аналогично расчёту элементов контура 21. В соответствии с (7) и (1), величины Ь00 и С00 определяются по формулам
f í Гз 7( > ^
Loo = J
ед
v v
-ед
- Zi (ед2) 3
(ед22 -ед42 )i >
(16)
с =
С00
®4 А00 + ]'®4
Л)" 21(юл) 3
(17)
V V у у
Тогда при условии, что £00 и Соо известны, из выражения (8) для Zc находим величины элементов Ь01 и С01, решив систему из двух уравнений для частот ю1 и ю3, на которых Zc=ro, — = (—_/л/3р0 - — (ю3 ))/3 соответственно. Решения системы уравнений имеют вид
Ал = 7
ю
V®!
3 у
+ Г
®3А00
ю
®3С00
®1А00
®1Соо у
(18)
С =_
С01
ю.
■ + -
®1^00
®1С00
Выражение для собственных значений матрицы рассеяния имеют вид [3]
£
Ъ
о,+/-
-1
12,
0,+/-
]-
0,+/-
Ъ1+ / +1 21,, +1
(20)
0, + / -
Коэффициент отражения 5п матрицы рассеяния выражается через собственные значения матрицы рассеяния [7]:
£11 = 1 (^0 + £++ ). (21)
Приведенный расчёт позволяет приближённо определить значения элементов эквивалентной схемы циркулятора обеспечивающие условия циркуляции, близкие к идеальным на трёх частотах. Для получения условий циркуляции, при которых величина 5л не превышает заданной величины в рабочем диапазоне частот, может потребоваться оптимизация параметров согласующих цепей Z1 и Zс. Исходными данными для оптимизации являются численные значения реактивных элементов импедансов Z1 и Zс, рассчитанные по приведённым формулам, исходя из обеспечения близких к идеальным условий циркуляции на трёх частотах ю1, ю2 и ю4. Задача оптимизации заключается в минимизации величины 5'11 в диапазоне частот ю1 и ю2 посредством поиска оптимальных значений величин элементов эквивалентной схемы циркулятора (рис. 5). С учётом того, что цепь Zc позволяет получить любое значение импеданса на четырёх частотах, ю1-ю4, наиболее значимым процессом при оптимизации будет поиск уточнённых значений Ь1 и С1. За счёт отклонения от начальных значений элементов цепи Z1, рассчитанных по формулам (14), (15), можно уменьшить отклонения от идеальных условий циркуляции в полосе рабочих частот. При уточнении рассчитанных значений Ь1С1 необходимо учитывать, что при их изменении потребуется коррекция элементов цепи Zc.
Оптимизацию следует проводить в два этапа. На первом этапе осуществляется уточнение значений Ь1С1, при этом уменьшается величина 5л на частоте ю3, а на остальных частотах рабочего диапазона она увеличивается. На втором этапе осуществляется коррекция значений Ь00С00, Ь01С01, при этом осуществляется уменьшение величины Б11 во всём рабочем диапазоне частот. Необходимость второго этапа оптимизации вызвана тем, что в результате первого этапа собственные значения матрицы импедансов широкополосного циркулятора Z+/- на частотах ю1-ю4 не будут соответствовать определяемым по формуле (1) для соответствующих этим частотам значений ф, то есть реальные значения ф на этих частотах будут отличаться от выбранных. Следовательно, рассчитанные, как показано ранее, значения ^0С00^01С01 потребуется скорректировать для уменьшения величины 511. Оптимизацию в
-1
-1
3
1
1
1
1
1
1
данном случае целесообразно осуществить с помощью методов прямого поиска [9], основанных на вариации значений Ь1С1 и Ь00С00, Ь01С01 и оценке соответствующих им значений в полосе частот (ю1-Дю, ю2+Дю).
В результате процедуры оптимизации осуществляется поиск оптимальных величин элементов эквивалентной схемы циркулятора, то есть таких значений, которые за счёт отклонения от реализации идеальных условий циркуляции на некоторых частотах рабочего диапазона позволяют получить более широкую полосу рабочих частот циркулятора.
3. Методика проектирования широкополосных У-циркуляторов
Будем полагать, что исходными данными для проектирования циркулятора являются: диапазон рабочих частот, величина обратных потерь в диапазоне рабочих частот, габариты циркулятора. При проектировании следует учитывать, что циркулятор должен работать при такой величине магнитного поля, которая обеспечивала бы достаточное удаление от области ферромагнитного резонанса для минимизации величины вносимых потерь в верхней части рабочего диапазона частот. Таким образом, проектирование включает в себя следующие этапы:
1) выбор марки феррита по заданному диапазону рабочих частот;
2) выбор частоты Ю2 вблизи верхней границы диапазона рабочих частот, задание значения величины ст = уН;/ш >1 на частоте ю2 и допустимой величины коэффициента отражения во всём диапазоне рабочих частот;
3) расчет величин Ь, С:
• расчет ц и к в диапазоне рабочих частот;
• расчет Ь0 и С из условий циркуляции (2) при ф=п на частоте ю2;
• расчет 2 +/-(ю) по формуле (6) и известным ц и к, Ь0 и С в полосе рабочих частот;
4) расчет частот ю1, ю3 и ю4:
„ ' ' .2>/з
• определение частоты ю1, на которой % - % = 7 р, и по известным ю1 и ю2 проверка на соответствие полосе рабочих частот. При полосе меньше требуемой, необходимо
уменьшить величину а и провести расчёт по п. 1;
»
• определение частоты ю4, на которой 2 +=ю;
• определение величин реактивностей Ь1, С1 последовательного контура по формулам (14), (15);
1
• определение частоты ю3, на которой 2-= 2--21=0;
5) расчёт элементов согласующей цепи общего контура 2С по формулам (16)-(19);
6) расчёт коэффициента отражения в диапазоне рабочих частот по формуле (21) и проверка на соответствие заданным техническим требованиям;
7) оптимизация параметров согласующих цепей 2С и 21:
• поиск оптимальных значений величин элементов последовательного контура в каждом плече Ь1, С1.
• поиск оптимальных значений величин элементов цепи общего контура Ь00С00Ь01С01.
8) разработка ТЗ на конструирование.
Необходимо отметить, что расчёт значений величин элементов эквивалентной схемы при проектировании должен проводиться с учётом возможности физической реализации этих элементов.
Заключение
В результате выполненных исследований разработана методика проектирования широкополосных 7-циркуляторов с использованием методов теории цепей. Методика основывается на представлении эквивалентной схемы широкополосного циркулятора на сосредоточенных элементах в виде 7-соединения индуктивностей переплетённых рамок Ь± с параллельно включёнными ёмкостями С, в каждое плечо которого включён последовательный контур 21(Ь1С1),
а между общей точкой индуктивностей и корпусом включена цепь Zc, состоящая из соединённых параллельно последовательного контура LooCoo и параллельного контура LoiCoi. Предлагаемая методика включает два основных этапа: на первом этапе приближённо рассчитываются все численные значения параметров реактивностей цепей Z1 и Z,:; исходя из обеспечения близких к идеальным условий циркуляции на трёх частотах заданного диапазона рабочих частот, на втором этапе эти значения параметров уточняется с помощью оптимизации.
Предложенная методика расчёта была опробована авторами при разработке широкополосных 7-циркуляторов и вентилей дециметрового и метрового диапазонов длин волн. В метровом диапазоне длин волн макет развязывающего узла с размерами 45x5ox20 мм обеспечивал обратные потери не менее 18 дБ при вносимых потерях не более 1,0дБ в полосе рабочих частот не менее 45%.
Библиографический список
1. Вамберский, М.Ю. Конструирование ферритовых развязывающих приборов СВЧ / М.Ю. Вамберский, В.П. Абрамов, В.И. Казанцев. - М.: Радио и связь, 1982.
2. Козлов, В.А. Широкополосный ферритовый СВЧ циркулятор на сосредоточенных элементах / В.А. Козлов, А.В. Сорокин // Материалы XVII междунар. научно-технич. конф. «ИСТ-20П» / НГТУ. - Н. Новгород, 2011. С. 96-97.
3. Бородин, В.Н. Двухчастотные Y-циркуляторы и вентили на сосредоточенных элементах / В Н. Бородин, В.А. Козлов, А.В. Сорокин //Антенны, 2007. Вып. 12 (127). C. 6-8.
4. Бородин, В.Н. Двухчастотные ферритовые СВЧ циркуляторы с изменяющимся направлением циркуляции / В.Н. Бородин, В.А. Козлов, А.В. Сорокин // Антенны, 2009. Вып. 10 (149). C. 67-68.
5. Katoh, H. Temperature-stabilized 1.7-GHz Broad-Band Lumped-Element Circulator // IEEE Transactions, 1975. V. MTT-23. N 8. P. 685-696.
6. Konishi, Y. Design of a New Broad-Eland Isolator / Y. Konishi, N. Hoshino // IEEE Transactions, 1971, V. MTT-19. N 3. P. 26o-269.
7. Хелзайн, Дж. Пассивные и активные цепи СВЧ: [пер. с англ.] / Дж. Хелзайн. - М.: Радио и связь, 1981.
8. Основы теории цепей: учебник для вузов / Г.В. Зевеке [и др.]. - М.: Энергия, 1975.
9. Гупта, К. Машинное проектирование СВЧ устройств: [пер. с англ.] / К. Гупта, Р. Гардж, Р. Чадха. - М.: Радио и связь, 1987.
Дата поступления в редакцию 22.06.2012
V.A. Kozlov, A.V. Sorokin
THE METHODS OF DESIGN WIDEBAND FERRITE Y-CIRCULATORS ON LUMPED ELEMENTS
Research Institute of Measuring Systems n.a. U.E. Sedakova
Purpose: The purpose of the paper is to construct a methods of designing broadband Y-circulators on the lumped elements with the smallest possible sizes.
Design/methodology/approach: The article proposes a qualitative model of the Y-circulator that allows to justify the choice of the type matching circuits, witch give wide band of operations. Calculation of the lumped elements based on the use of the eigenvalue of impedance matrix Y-circulator.
Findings: The essence of the established methods of design is to optimize the operating mode Y-circulator and determining the parameters of lumped elements corresponding to this regime.
Research limitations/implications: The proposed equivalent circuits in the article do not account for the dissipative losses. These results provide a basis for developing methods of engineering calculation of Y-circulators on the lumped elements.
Originality/value: The value of the results, presented in this work, is the physical visibility of gradual transition from the narrow-band Y-circulator to broadband by optimizing the operating mode and the appropriate choice of parameters of matching circuits.
Key words: Y-circulator, eigenvalue of scattering matrix, matching circuit, lumped element.
