CC BY
32
НАУКОЕМКИЕ ТЕХНОЛОГИИ В КОСМИЧЕСКИХ ИССЛЕДОВАНИЯХ ЗЕМЛИ, Т 11 № 4-2019
щ
'АДИОТЕХНИКА И СВЯЗЬ
Сок 10.24411/2409-5419-2018-10278
КОГЕРЕНТНАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛА В КАНАЛЕ РАСПРОСТРАНЕНИЯ
ПАВЛИКОВ Сергей Николаевич1
УБАНКИН Евгений Иванович2
Сведения об авторах:
1к.т.н., профессор, профессор кафедры радиоэлектроники и радиосвязи Морского государственного университета имени адмирала Г.И. Невельского, г. Владивосток, Россия, [email protected]
2к.т.н., доцент, доцент кафедры радиоэлектроники и радиосвязи Морского государственного университета имени адмирала Г.И. Невельского, г. Владивосток, Россия, [email protected]
АННОТАЦИЯ
Анализ основных проблем, связанных с реализацией адаптивных систем подавления помех для сложных сигналов сопряжено со значительными затратами и серьезным усложнением аппаратурной реализации. С ростом трафика существенно возрастают требования к качеству коррекции адаптивных систем связи. Оценку импульсной характеристики канала можно представить как решение взаимоувязанных задач: по оценке комплексных коэффициентов передачи при заданном количестве лучей, управление отношением уровней сигнала к уровню шума, выбор взаимно ортогональных тестовых и информационных сигналов в заданном частотном диапазоне. Целью исследования является разработка и тестирование способа когерентной обработки сигнала, в котором отсутствуют пилот-сигналы, что позволяет дополнительно использовать освободившийся частотный ресурс, при этом отклик канала на предлагаемый сигнал представляет собой импульсную характеристику канала, его преобразования в виде инверсии и повторное прохождении того же канала соответствует его согласованной фильтрации, следовательно обработка информации происходит непосредственно в канале распространения. Экспериментальные исследования способа подтвердили снижение вычислительных затрат по сравнению с традиционными системами оценки учета передаточных функций каналов, что особо актуально в условиях быстрых замираний, когда существующие системы не в состоянии осуществить коррекцию в реальном масштабе времени. Таким образом, предложенный способ позволяет в условиях мобильных абонентов получить устойчивый радиоканал и снизить требования к ресурсному обеспечению системы связи.
КЛЮЧЕВЫЕ СЛОВА: частотная передаточная функция; импульсная характеристика, свёртка; линейность; способ когерентной обработки сигнала; отсутствие пилот-сигналов; снижение требуемого частотного ресурса; отклик канала, вычислительные затраты; условиях быстрых изменений; коррекция в реальном масштабе времени.
Для цитирования: Павликов С.Н., Убанкин Е.И. Когерентная обработка сигнала в канале распространения // Наукоемкие технологии в космических исследованиях Земли. 2019. Т. 11. № 4. С. 48-55. Со1: 10.24411/2409-5419-2018-10278
Радиоканал представляет собой физическую среду передачи сигналов от передатчика к приемнику, его параметры серьезным образом сказываются на преобразованиях информации при передаче и должны учитываться при разработке телекоммуникационных систем.
В предположении, что сигнал распространяется в свободном пространстве, в качестве характеристики канала применяется фактор ослабления, учитывающий влияние плоской земной поверхности. Напряженность поля в этом случае рассчитывается по интерференционной формуле Б. А. Введенского [1],
E =
2,18V P ■ D
r2 ■А,
h1 ■ h2,
где Р — мощность передатчика (кВт), Б — коэффициент усиления антенны; г — расстояние от передатчика до приемника (км); X — длина волны (м) сигнала передатчика; И , И2 — возвышение (м) передающей и приемной антенн соответственно.
Для условий, когда подстилающая поверхность не может быть аппроксимирована плоскостью (в черте города), учет влияния рельефа на передаваемый радиосигнал детерминированными методами невозможно, необходимо проводить статистическую оценку воздействия влияющих факторов.
При сложном рельефе участка земли между абонентами радиосвязи необходимо учитывать влияние на радиосигнал:
- медленных замираний вызываемых крупными препятствиями на пути распространения радиоволн, в том числе зданий, гор, лесов и т.п.;
- быстрых замирания, возникающие из-за наличия более мелких отражателей;
- пространственную и частотно-временную дисперсию в среде распространения;
- пространственные и частотно-временные корреляционные свойства радиосигналов.
Основные закономерности преобразований радиосигналов при распространении при создании моделей каналов радиосвязи были получены в результате экспериментальных исследований. Наиболее успешные модели были стандартизированы, что обеспечивает единые данные для всех участников разработок систем радиосвязи.
Одна из наиболее применяемых моделей учета сложного рельефа распространения радиосигналов разработана на основе экспериментальных исследований Окумары в 1968 году [2], а в 1980 году была уточнена Хатом [3] как результат прямой аппроксимации кривых Окамуры.
Основным достоинством модели является её простота, основу модели составили экспериментальные измере-
S/zK
t , /// nil [if/
No 4-2019, H&ES RESEARCH^
RF TECHNOLOGY AND COMMUNICATION
Уо!
ния распространения радиоволн диапазона 150-1920 МГц в окрестности г. Токио.
Модель «Окамуры - Хата» популярна у разработчиков сетей беспроводной связи, невзирая на то, что она медленно реагирует на изменение характеристик подстилающей поверхности, т. к. обеспечивают приемлемую точность расчетов для городских и пригородных ландшафтов.
Наиболее информативными характеристиками оценки канала передачи данных являются временные, описывающие преобразования сигналов при распространении.
Одним из распространенных показателей для оптимизации каналов связи с точки зрения простоты определения и способности характеризовать усредненное качество передачи, служит среднеквадратическая погрешность (СКП) [4]. Но для оценки качества передачи информации она неприменима, т. к. требует дополнительной детализации, учитывающей применяемые методы и реализующие их устройства.
В связи с тем, что на сигнал в реальном канале воздействует множество различных помех, их влияние можно учесть только статистически в ходе экспериментальных оценок.
На сигнал воздействуют не только аддитивно воздействующие помехи, но и помехи вызывающие различные скачки, прерывания и т. п. его параметров.
Оценить воздействие на сигнал всего многообразия возможных помех расчетным путем сложно и зачастую учитывается их усреднённое влияние в виде белого шума, но даже в этих условиях оценка эффективности систем связи, требует больших затрат. Все помехи канала связи, воздействующие на сигнал, точно описать практически невозможно, модели помех, разрабатываемые для условий помехоустойчивого кодирования [5-7], так же не обеспечивают достаточной точности оценки.
С 80-х годов прошлого века для исследования характеристик каналов распространения радиоволн в процессе проектирования применялись сигналы с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ), что позволяет прогнозировать пропускную способность канала радиосвязи и выбрать метод адаптации систем связи к помехам [8-10]. Эта методика исследований применяется по сей день [11-12], невзирая на развитие и внедрение телекоммуникационных систем, использующих импульсные сигналы с широкой полосой спектра [13].
Кроме оценки влияния помех, важное значение приобретает учёт и коррекция преобразований сигнала в канале, но эффективная система коррекции может быть создана только для конкретного сигнала с определенными заранее параметрами. Теоретически возможно создание адаптивных систем подавления помех, но для сложных сигналов с широкой полосой это сопряжено со значительными затратами и серьезным усложнением аппаратурной
НАУКОЕМКИЕ ТЕХНОЛОГИИ В КОСМИЧЕСКИХ ИССЛЕДОВАНИЯХ ЗЕМЛИ, Т
№ 4-2019
'АДИОТЕХНИКА И СВЯЗЬ
реализации, так как с ростом трафика существенно возрастают требования к качеству коррекции. Поэтому в настоящее время в аппаратуре связи при работе с кодово-ма-нипулированными сигналами применяется определяющий моменты отсчета синхросигнал.
Кроме этого, не существует приемлемых для практического применения аналитических методов оценки влияния канала на сложные сигналы с различными, в том числе нелинейными, методами модуляции (манипуляции). Следует констатировать — единая теория решения стохастических волновых уравнений ввиду громоздкости и сложности математического аппарата в настоящее время для практического применения не реализована.
Но можно разрешить противоречия между задачами и возможностями практической реализации используя формализм линейной теории фильтров, когда канал распространения электромагнитной энергии в общем виде может характеризоваться случайной импульсной характеристикой (ИХ).
Если связная аппаратура включает в состав раздельно передающую и приемную антенны, дискретную ИХ канала можно представить в виде:
h(t) = h(t0) + h(t,) + ... + h(tj,
(1)
где h(t0) — коэффициент передачи сигнала по прямому лучу траектории;
h(t1),., h(tj — коэффициенты передачи сигнала по траекториям лучей сигналов с задержкой, по трассам, отличным от линии и с возможными переотражениями; m — число траекторий лучей распространения сигнала.
При длительности передаваемых импульсов больше их максимальной задержки распространения в канале передачи, частотной селекции не происходит и следовательно ИХ канала может быть представлена одним коэффициентом передачи сигнала по прямому лучу траектории, т.е. h(t) = h(t0). Такими свойствами обладает канал для случая сотовой связи стандартов GSM.
Если в системах связи используются сложные сигналы с широкой полосой, для них характерно многолучевое распространение и информация распространяющаяся по прямому и криволинейным задержанным лучам поступают на приемник совместно, иногда раздельно, в этом случае канал обладает частотно-селективными свойствами. При таком распространении сигналов ИХ канала может быть описана выражением (1), что присуще стандартам мобильной связи с кодовым разделением каналов (КРК) — CDMA, CDMA-2000 и т.д.
В настоящее время широко распространен метод оценки ИХ канала передачей тестового (обучающего) сигнала заранее известного обоим абонентам связи, обычно
псевдошумового, состоящего из L импульсов (для GSM стандартов 26).
Оценку ИХ канала можно представить как решение двух взаимоувязанных задач, это:
- оценка комплексных коэффициентов передачи h(0), h(1),..., h(m) при заданном m;
- выбор приемлемой величины m.
При этом точность оценки ИХ канала зависит от:
- отношения уровня сигнала обучающей последовательности к уровню шума (ОСШ);
- выбора значения m;
- взаимной ортогональности тестовых (обучающих) сигналов.
С ростом ОСШ возрастает и точность оценок ИХ канала.
Искажения сигналов, вызванные многолучевостью распространения, приводят к значительным погрешностям оценок и существенно влияют на качество телекоммуникационных систем, поэтому выбор параметра m имеет очень важное с практической точки зрения значение, и при неудачном выборе возможно появление дополнительных ошибок оценки канала передачи. В случае выбора m, такого, что величина L + m больше истинной длины ИХ, её оценка будет содержать лишние коэффициенты передачи, т. к. выбрана неправильная размерность пространства сигналов, что в свою очередь приведёт к росту ошибок передачи сообщений. Если же величина L + m окажется меньше чем истинное значение длины ИХ, то ряд коэффициентов передачи (лучей распространения) окажется неучтенным и как следствие возрастет вероятность ошибок.
В системах связи с КРК применяют сложные сигналы, база которых значительно больше единицы, что связано с необходимостью увеличения ортогональных последовательностей канальных сигналов. Но применение сложных сигналов с широкой полосой связано с необходимостью учета доплеровского эффекта, так как его аппроксимация только равномерным смещением по частоте неприемлема [14]. В этом случае относительная радиальная скорость между абонентами связи вызывает не только изменение амплитуды, но и растяжение (сжатие) сигнала, что приводит к декорреляции существенно ухудшающей характеристики систем обработки, так как корреляционный отклик или отклик согласованного фильтра может иметь величину, не обеспечивающую устойчивую работу системы связи [15-16]. И чем выше значения скоростей, тем сильнее проявляется влияние доплеровской дисперсии, например, для спутниковых систем связи, систем телекоммуникации с высокоскоростными объектами. В этой связи перспективно и целесообразно применение широкополосных сигналов инвариантных доплеровской дисперсии [17].
S/zK
t , /// I ¡¡I [if/
4-2019, H&ES RESEARC»{(
RF TECHNOLOGY AND COMMUNICATION
Vol
No
Под импульсной характеристикой канала распространения радиоволн понимается отклик канала на входной сигнал вида 5(0 (где 5(0 — функция Дирака).
Рассмотрим отклик канала передачи информации в виде линейной, не изменяющейся за время передачи данных системы на входной сигнал в виде единичного импульса. Если характеристики системы не изменяются за время прохождения сигнала, то отклик на выходе системы так же не изменяется, а лишь сдвигается по временной оси (рис. 1).
Отклик (импульсная реакция) системы на единичный импульс 5(0 называется импульсной характеристикой И(0 системы, следовательно, выходной сигнал 5 (0 можно представить сверткой импульсной характеристики системы И(0 с функцией описывающей входной сигнал (0
ЭвыхС) =! $вх(т)И(1 -т)dт. (2)
—со
Выражение (2) можно также записать так:
со
ЬвыхЬ) = \ — т^т.
—от
Импульсной реакции И(0 системы в спектральной области соответствует частотная передаточная функция Я(ю) т. е. при известном спектре сигнала на входе системы она позволяет определить выходной сигнал системы в частотной области. Таким образом, передаточная функция Я(ю) может быть представлена выражением:
Я(ю) = Я(ш0) + Я^) + ... + Я{ют),
где Я(ю0) — коэффициент передачи основной гармоники спектра сигнала;
Рис. 1. Импульсная реакция линейной системы на единичный импульс
Я(ю1),., Я(ют) — коэффициенты передачи частотных составляющих спектра сигнала;
т — число учитываемых гармоник спектра сигнала.
Следовательно, свертке функций во временной системе координат в соответствие со свойством преобразования Фурье будет соответствовать произведение их спектров — это имеет важнейшее практическое значение при корреляционной обработке данных.
Преобразование сигналов (данных) при прохождении линейной системы (системы обработки данных) может быть представлено в виде свёртки функции 5 (/) описывающей входной сигнал с импульсной характеристикой системы И(0.
Операция преобразования свертки может производиться, как во временной, так и в спектральной области, при этом в системах цифровой обработки, как правило, в спектральной форме представления, для чего:
- получают спектр воздействующего сигнала 5вх(ю);
- перемножают спектр 5вх(ю) входного сигнала и передаточную Я(ю) функцию системы обработки;
- результат произведения, соответствующий спектру 5вьк(ю) выходного отклика, переводят во временную область
5 (ю) ^ 5 (0.
вых вых
Особо необходимо отметить одно из важнейших преимуществ спектрального представления — возможность задания передаточных функций любой сложности, в том числе таких, которые во временной области получить трудно, а порою практически невозможно, например, с разрывами и резкими скачками параметров.
Для определения импульсной характеристики И(0 канала передачи необходимо использовать в качестве зондирующего сигнала единичный 5(0 импульс, или соответственно в спектральном представлении ^{5(х)}=1 для получения передаточной Я(ю) функции, где — оператор прямого преобразования Фурье.
Энергетический спектр сигнала вида:
■V (t ) = ) • (t-x, )-Y = (t-x,. yn-Y, (3)
где t—текущее время;
т. = const, параметр определяющий объем ансамбля ортогональных сигналов; Q — начальная частота (ra(t) = Q/(t - г)); Y = const (0 < у < 1),
при у = 1 практически совпадает со спектром 5-функции и кроме этого инвариантен доплеровской дисперсии [17].
Таким образом, отклик канала распространения на сигнал (3) при у = 1, может быть представлен как
X
НАУКОЕМКИЕ ТЕХНОЛОГИИ В КОСМИЧЕСКИХ ИССЛЕДОВАНИЯХ ЗЕМЛИ, Т РАДИОТЕХНИКА И СВЯЗЬ
№ 4-2019
c(t) = J h(T)(t-xiya~1 dт.
Так как энергетический спектр передаваемого сигнала (3) соответствует спектру 5-импульса, спектр отклика системы представляет собой передаточную функцию Н(ю) данной системы, а результатом инверсной свёртки импульсной характеристики системы к(() с входным сигналом будет единичный импульс
§(t) = i Sm (T)h(t -т )dт,
8. Приемник.
9. Коммутатор.
10. Матрица цифрового преобразования. Рассмотрим работу системы представленной
на рис. 2.
Инициатор передачи информации является первая сторона (первый абонент), По сигналу с блока управления 3 первой стороны блок памяти N канальных 1 сигналов с частотной модуляцией с заданными параметрами первой стороны подает на многоканальный передатчик 2 первой стороны N канальных сигналов в соответствии с выражением:
где к(Г) = ^ ■1{Я(ш)};
— оператор обратного преобразования Фурье.
Из вышеизложенного следует, применение в качестве излучаемого — сигнал вида (3) позволяет выполнять обработку (сжатие) информации непосредственно в канале распространения и, что особенно важно, при больших относительных скоростях между абонентами.
На рис. 2 приведена структурная схема когерентной разнесенной передачи сигналов двух абонентов и обработке сигнала в канале передачи [18], на схеме обозначены:
1. Блок памяти N канальных сигналов.
2. Передатчик.
3. Устройство управления.
4. Управляемое оперативное запоминающее устройство (ОЗУ).
5. Формирователь т..
6. Устройство временной инверсии.
7. Аналого-цифровой преобразователь (ФЦП).
5 (t ) = rect sin (П ln (t-x,. ))(t-T )-1, (4)
где т. = const, параметр определяющий объем ансамбля ортогональных сигналов; i = 1. N—номер канала разнесения; Q — начальная частота (ra(t) = Q/(t - т)); Т — аддитивная длительность сигнала.
Временная диаграмма излучаемого f 1. сигнала (4) представлена на рис. 3.
Многоканальный передатчик 2 первой стороны при излучении в канал связи формирует N каналов разнесения. После прохождения N каналов разнесения N канальных сигналов поступают на многоканальный приемник 8 второй стороны и далее в блок 6 временной инверсии второй стороны. Временная диаграмма принятого f2. сигнала представлена на рис. 3. Подвергнутые временной инверсии канальные сигналы первой стороны записываются в управ-
(г-= 1 —► 2
t i
3 -* 4
L i b.
5 6
i 1.
7 8
9 10
г-^ тшт
Источник ннформаци
Потребитель информеди
Первая сторона
Ч
а
Ч
Потребитель ннформаци ttttf Источник ннформаци I
10 9
i
7
Jr •Л
6 5
X r
4 - 3
,r i
2 i— 1
Вторая сторона
Рис. 2. Система когерентной разнесенной передачи
ляемом оперативном запоминающем 4 блоке второй стороны и применяются в качестве элементов кода, из которых по известному сторонам правилу формируется сообщение от второй стороны первой. Временная диаграмма подвергнутого инверсии сигнала /3 представлена на рис. 3.
Передаваемое второй стороной аналоговое сообщение поступает на информационные входы коммутатора 9 второй стороны, с выхода которого подается на аналого-цифровой преобразователь второй стороны 7. Данные с выходов АЦП 7 второй стороны в виде пяти разрядной двоичной комбинации «0» и «1» подается на входы формирователя 5 сдвигов т. второй стороны, где по известному сторонам правилу формируется одно из значений сдвига (т^т^ поступающее далее на вход блока 3 управления второй стороны, который выдает управляющий сигнал на ОЗ блок 4 второй стороны определяя выбор сигнала, соответствующего элементу «алфавита», который посту-
/■''/ /ТУ/
4-2019, Н&ЕБ РЕБЕАРС
Уо! 11 N
РР ТЕСНМЮЮСУ АШ СОММУМ
пает на вход передатчика 2 второй стороны и излучается в канал связи.
После прохождения канала связи информационный сигнал второй стороны поступает на вход многоканального приемника первой стороны 8, осуществляющего полосовую фильтрацию входных сигналов. Временная диаграмма отклика R1 канала на сигнал /3. представлена на рис. 3. По сигналу с устройства управления 3 первой стороны, выходы многоканального приемника 8 первой стороны подключаются к входам матрицы 10 цифрового преобразования первой стороны, осуществляющей по известному сторонам правилу преобразование принятых из каналов разнесения сигналов в соответствующие им, пять двоичных символов, которые появляются параллельно в виде пяти разрядной двоичной комбинации «0» и «1» на выходах матрицы 10 первой стороны. Эта комбинация совпадает с пятиразрядной комбинацией, поданной на информационные входы
Рис. 3. Когерентная обработка сигнала в канале передачи при т. = 0,01; ю = 8000 • 106; П = 8х104; V = 6000 м/сек; ОСП = 0,7
НАУКОЕМКИЕ ТЕХНОЛОГИИ В КОСМИЧЕСКИХ ИССЛЕДОВАНИЯХ ЗЕМЛИ, Т
№ 4-2019
'АДИОТЕХНИКА И СВЯЗЬ
формирователя 5 сдвигов т. второй стороны. Далее сигналы с выходов матрицы 10 цифрового преобразования первой стороны подаются потребителю информации, например, на входы аппаратуры индикации и регистрации.
Передача сообщения от первой стороны абонентам второй стороны организуется аналогично (зеркально).
Обновление элементов алфавита всех абонентов участвующих в обмене информацией производится постоянно с заданной цикличностью.
Преимущество данного способа когерентной обработки сигнала заключаются в:
- отсутствии пилот-сигналов, что снижает требуемый частотный ресурс;
- отклик канала на предлагаемый в способе ЧМ сигнал представляет собой импульсную характеристику канала, его преобразования в виде инверсии и повторное (обратное) прохождении того же канала соответствует его согласованной фильтрации, следовательно обработка (сжатие) информации происходит непосредственно в канале распространения;
- представленный в работе способ обработки позволяет снизить вычислительные затраты по сравнению с традиционными системами оценки и учета передаточных функций каналов, что особо актуально в условиях быстрых изменений (замираний), когда существующие системы не в состоянии осуществить коррекцию в реальном масштабе времени.
Литература
1. Введенский Б.А. К вопросу о распространении ультракоротких волн // Вестник теоретической и экспериментальной электротехники. 1928. № 12. C. 439-446.
2. Okumura Y., Ohmori E., Kawano T., Fukuda K. Field strength and its variability in VHF and UHF land mobile radio service // Rev. Electr. Commun. Lab. 1968. Vol.16. No. 9-10. Pp. 825-873.
3. Hata M. Empirical formula for propagation loss in land mobile radio service // IEEE Trans. Veh. Technol. 1980. Vol. VT-29. No. 3. Pp. 317-325.
4. LuckyR. W., Salz J., Weldon E. J. Principles ofData Communication. New York: McGraw Hill, 1968. 427 p.
5. Swoboda J. Messung und Analyse der Fehler bei Datenübertragung auf Fernsprechkanalen // Arch. Elektr. Ubertrag. 1969. Bd. 23. S. 403-412.
6. Elliot E.O. A model of the switched telephone network for data communi-cations // Bell Syst. Tech. J. 1965. Vol. 44. No. 1. Pp. 89-110.
7. Swoboda J. Ein statistisches Modell fur die Fehler bei binarer Datenubertragung auf Fernsprechkanalen // Arch. Elektr. Ubertrag. 1969. Bd.23 H. 6. S. 313-322.
8. Crawford A.B., Jakes W. C. Selective Fading of Microwaves // Bell Syst. Tech. J. 1952. Vol. 31. No. 1. Pp. 68-90.
9. Kaylor R.L. A Statistical Stady of Selective Fading of SuperHigh Frequency Radio Signals // Bell Syst. Tech. J. 1953. Vol. 32. No.5. Pp. 1187-1202.
10. Strohbern J. W., Waterman A. T. Transhorizon Propagation Measurements from a Simultaneous Frequency and Angle Scan Experiment // Radio Sci. 1966. Vol. 1. No. 7. Pp. 729-741.
11. Ranvier S., Kyrö M., Haneda K., Mus tonen T., Icheln C., Vainikainen P. VNA-based wideband 60 GHz MIMO channel sounder with 3D arrays // Proceedings of the 2009 IEEE Radio and Wireless Symposium (RWS2009) (San Diego, CA, USA. 18-22 January 2009). IEEE, 2009. Pp. 308-311.
12. ZetikR., ThomaR., Sachs J. Ultra-wideband real-time channel sounder and directional channel parameter estimation // Proceedings of 2004 URSI International Symposium on Electromagnetic Theory (Pisa, Italy, 23-27 May 2004). URSI, 2004. Pp. 709-711.
13. UWB Theory and Applications / Eds. by I. Oppermann, M. Hämäläinen, J.i Iinatti. Chichester, UK: John Wiley & Sons Ltd, 2004. 223 p.
14. Зарайский В.А., Тюрин А.М. Теория гидролокации. Л.: Изд-во ВМА, 1975. 605 с.
15. Ремли В. P. Влияние доплеровской дисперсии на обнаружение и разрешающую способность при использовании согласованных фильтров // ТИИЭР. 1966. T. 54. № 1. С. 39-46.
16. Кук Ч., Бернфельд М. Радиолокационные сигналы: пер с англ. Москва: Советское радио, 1971. 568 с.
17. Мочалов А.В., Павликов С.Н., Убанкин Е. И.Новые направления в развитии телекоммуникационных систем: монография. Владивосток: Изд-во ВГУЭС, 2016. 116 с.
COHERENT SIGNAL PROCESSING IN THE CHANNEL DISTRIBUTION
SERGEJ N. PAVLIKOV,
Vladivostok, Russia, [email protected]
EVGENIY I. UBANKIN
Vladivostok, Russia, [email protected]
ABSTRACT
Analysis of the main problems associated with the implementation of Adaptive interference suppression systems for complex signals is costly and serious complication of a hardware implementation. With the increase in traffic significantly increasing quality requirements
KEYWORDS: frequency transfer function; the impulse response, convolution method; linearity; coherent signal processing; the absence of the pilot tone; reducing the required frequency resource; the response channel; computing costs under the rapid changes; correction in real time.
for correction of Adaptive communication systems. Evaluation of the impulse response of the channel can be thought of as a solution of interrelated tasks: on the evaluation of integrated transmission coefficients for a given number of rays, managing the relationship of the
signal levels to the level of noise, the choice of mutually orthogonal test and information signals in a given frequency range. The aim of the study is to develop and test ways of coherent signal processing, which lacks the pilot signals that makes it possible to use vacant frequency resource, while the response to the proposed channel signal represents the impulse channel feature, converting it in the form of inversion and passing the same channel meets its agreed, therefore filtering information processing occurs in the channel spread. Experimental research on the method of computing expenses decrease confirmed in comparison with traditional systems of evaluation of accounting channel transfer function, which is especially relevant in the context of rapid fading when the existing system is not in able to implement real-time correction. Thus, the proposed method allows in terms of mobile subscribers get a steady radio and reduce resourcing requirements of the communication system.
REFERENCES
1. Vvedensky B. A. K voprosu o rasprostranenii ul'trakorotkikh voln [To concerning the dissemination of Ultrashort waves]. Vestnik te-oreticheskoy i eksperimental'noy elektrotekhniki [Herald of the theoretical and experimental electrical engineering]. 1928. No. 12. Pp. 439-446. (In Russian)
2. Okumura Y., Ohmori E., Kawano T., Fukuda K. Field strength and its variability in VHF and UHF land mobile radio service. Rev. Electr. Commun. Lab. 1968. Vol.16. No. 9-10. Pp. 825-873.
3. Hata M. Empirical formula for propagation loss in land mobile radio service. IEEE Trans. Veh. Technol. 1980. Vol. VT-29. No. 3. Pp. 317-325.
4. Lucky R.W., Salz J., Weldon E. J. Principles of Data Communication. New York: McGraw Hill, 1968. 427 p.
5. Swoboda J. Messung und Analyse der Fehler bei Datenubertra-gung auf Fernsprechkanalen. Arch. Elektr. Ubertrag. 1969. Bd. 23.
5. 403-412.
6. Elliot E.O. A model of the switched telephone network for data communi-cations. Bell Syst. Tech. J. 1965. Vol. 44. No. 1. Pp. 89-110.
7. Swoboda J. Ein statistisches Modell fur die Fehler bei binarer Datenubertragung auf Fernsprechkanalen. Arch. Elektr. Ubertrag. 1969. Bd.23 H. 6. S. 313-322.
8. Crawford A.B., Jakes W. C. Selective Fading of Microwaves. Bell
Syst. Tech. J. 1952. Vol. 31. No. 1. Pp. 68-90.
9. Kaylor R.L. A Statistical Stady of Selective Fading of Super-High Frequency Radio Signals. Bell Syst. Tech. J. 1953. Vol. 32. No.5. Pp. 1187-1202.
10. Strohbern J. W., Waterman A. T. Transhorizon Propagation Measurements from a Simultaneous Frequency and Angle Scan Experiment. Radio Sci. 1966. Vol. 1. No. 7. Pp. 729-741.
11. Ranvier S., Kyro M., Haneda K., Mustonen T., Icheln C., Vainikain-en P. VNA-based wideband 60 GHz MIMO channel sounder with 3D arrays. Proceedings of the 2009 IEEE Radio and Wireless Symposium (RWS2009) (San Diego, CA, USA. 18-22 January 2009). IEEE, 2009. Pp. 308-311.
12. Zetik R., Thoma R., Sachs J. Ultra-wideband real-time channel sounder and directional channel parameter estimation. Proceedings of 2004 URSI International Symposium on Electromagnetic Theory (Pisa, Italy, 23-27 May 2004). URSI, 2004. Pp. 709-711.
13. Oppermann I., Hamalainen M., Iinatti J. I. UWB Theory and Applications. Chichester, UK: John Wiley & Sons Ltd, 2004. 223 p.
14. Zaraysky V.A., Tyurin A. M. Teoriya gidrolokatsii [Sonar theory]. Leningrad: S. M. Kirov Military Medical Academy Publ., 1975. 605 p. (In Russian)
15. Remley V. P. Effect of Doppler dispersion on detection and resolution when using matched filters. Proceedings of the IEEE. 1966. Vol. 54. No. 1. Pp. 39-46.
16. Cook Ch.E., Bernfeld M. Radar signals. Academic Press, 1967. 531 p.
17. Mochalov A.V., Pavlikov S. N., Ubankin E. I. Novye napravleniya v razvitii telekommunikatsionnykh sistem: monografiya [New directions in development of telecommunication systems: monograph]. Vladivostok: Vladivostok State University of Economics and Service Publ., 2016. 116 p. (In Russian)
INFORMATION ABOUT AUTHORS:
Pavlikov S.N., PhD, Full Professor, Professor of the Department of Ra-dioelectronics and telecommunications of Maritime State University named after Admiral G.i. Nevelskoy;
Ubankin E.I., PhD, Docent, Associate Professor of the Department of Radioelectronics and telecommunications of the Maritime State University named after Admiral G.I. Nevelskoy.
For citation: Miroshnikov V.I., Budko P.A., Zhukov G.A. Coherent signal processing in the channel distribution. H&ES Research. 2019. Vol. 11. No. 4. Pp. 48-55. doi: 10.24411/2409-5419-2018-10278 (In Russian)
