CC BY
43
Раздел II. Сложнофункциональные блоки смещенных систем на кристалле
УДК 621.372
М.С. Цыбин, Е А. Жебрун
-
РАДИАЦИОННО СТОЙКИХ СФ-БЛОКОВ
Для многоканальных смешанных СнК предложен импульсно-потенциальный принцип АЦ-преобразования, позволяющий многократно уменьшить число прецизионных пассивных и аналоговых активных компонентов. Рассмотрены основные составляющие погрешности такого вида преобразования и показано, что потенциальная точность в ряде случаев превосходит традиционные АЦП. Предложены варианты развития структуры, показана целесообразность использования в таких интерфейсах мультидифференциальных операци-.
компонентах радиационно стойкого АБМК.
Аналого-цифровой преобразователь (АЦП); системы на кристалле (СнК); сложно-( - ).
M.S. Tsibin, E.A. Zhebrun ANALOG-DIGITAL CONVERTER FOR STABLE FROM RADIATION COMPLEX-FUNCTION BLOCKS
For multichannel mixed SoCpulse-potential principle analog-digital conversions is offered, allowing repeatedly to reduce number of precision passive and analogue active components. The basic making errors of such kind of transformation are considered and is shown, that potential accuracy in some cases surpasses traditional digital-analog converter. Variants of development of structure are offered, the expediency of use in such interfaces of multidifferential operational amplifiers is shown. Results of modelling of basic scheme analog-digital converter on components stable from radiation ABMC are resulted.
Analog-digital converter(ADC); system on chip (SoC); complex-function blocks (CF-blocks).
Создание смешанных систем на кристалле (СнК), обеспечивающих в конеч-
, ,
, -
цифровых интерфейсов, осуществляющих полный цикл преобразования аналоговых сигналов сенсорных элементов. Традиционный даже для мирового лидера (Texas Instruments) подход связан с воспроизведением в отдельных узлах таких сложно-функциональных блоков (СФ-блоки СнК) традиционных этапов синфазного согласования, масштабирования дифференциальных составляющих, ограничения спектра частот и аналого-цифровое преобразование. Однако обеспечение даже невысокой точности преобразования требует применения большого числа преци-, . поэтому необходимость мультиплексирования отдельных каналов существенно уменьшает производительность СнК на этапе ввода и АЦ-преобразования. В настоящей работе предлагается решение указанной задачи на базе принципа частот-
( ) ( . 1).
Рис. 1. Структурная схема АЦП импульсно-потенциального типа
В этом случае преобразование длительности паузы (Тп) и длительности импульса (Ти) в цифровой код осуществляется в счетчиках СТ1 и СТ2 разрядности п+т с методической погрешностью, определяемой периодом тактовых импульсов (2Ш) кварцевого генератора. При этом из структуры порта ввода исключаются собственно АЦП и ограничитель спектра входного аналогового сигнала. Однако потенциально высокая точность преобразования достигается низкой погрешностью Тп и Ти, вызванной действием параметров аналоговых компонентов схемы импульсного преобразователя (рис. 2).
«А (')
-Тп —
Тп/2 Ь
Рис. 2. Базовая временная диаграмма работы АЦП
Важным свойством такой структуры является возможность прямого доступа к памяти контроллера при любом числе каналов изделия, а также их параллельная работа вместе с МК. Приводимые ниже исследования и направлены на решение этой основной задачи.
Повышение точности АЦ-преобразования в анализируемой структуре достигается интегрированием измеряемого напряжения ex(t) на интервале формирования отрицательного импульса компаратора напряжения (рис. 3) [2]. На интервале
{0.t0] (S=1, uc (0) = 0, u (t) = Eon) осуществляется запуск схемы и формирование в
интеграторе начальных условий, необходимых для измерения ex(t), поэтому время запуска схемы определяется из соотношения
t0 =т(и( / Eon + в0 (1 + k)/Eon), a)
где t=RC.
В период паузы {t0, t2 ] (S=0, U (t) = -(eo + ex)) выполняется преобразование измеряемого напряжения ex(t) в длительность отрицательного импульса (Тп)
5B
-г 1и и (2)
т„ =тк---- , (2)
ех (1)
причем, если на этом интервале ех(1) изменяется со скоростью V
ех () = ехо + М, (3)
то измеряемая величина соответствует времени, определяемому «центром» паузы
ех ( ) = ех (1 )= ех (*0 + Т /2 ).
Этап формирования положительного импульса {г2, 13 }обеспечивает восстановление начальных условий (1), необходимых для измерения ех(1) и позволяет осуществить коррекцию результатов преобразования. Действительно,
Т =тки + и+ , (4)
Е
оп
, (2) (4),
Е Т
т = Т-ттт, ех (О = =■ Еоп. (5)
ех ( ) Т
, -риоде (Т=Ти +Тп =13-10) позволяет практически исключить влияние пассивных элементов на точность АЦ-преобразования.
Для измерения величины в пределах ех = 0 можно на вход интегратора на
этапе формирования паузы подавать сумму ех = вх + Еоп. В этом случае, как видно из (5):
Т - Т
ех = Еоп^Т-^ , (6)
п
что влечет за собой увеличение погрешности. Действистельно,
^ =- V: = у-Т, (7)
и п
поэтому условие т>п является обязательным. Для реализации такого случая можно использовать реверсивные счетчики либо пользоваться арифметическими операциями в АЛУ собственно МК.
Истинные значения измеряемой величины находятся на середине длительности паузы (3), значит, можно произвести оценку производных. Производная измеряемой величины в таком случае будет определяться соотношением
е )=£Д4Ь£Л2, (8)
х 2 1 -1 4 (1
Преобразование длительностей указанных импульсов в двоичный код (X)
1 2, -
разования и в первом, и во втором случаях определяется периодом (21и) генератора
тактовых импульсов (ГТИ)
АТ = -2л,, АТ = -2л,
и и5 п и
(9)
и ’ «
и является "односторонней". Относительная погрешность преобразования Тп и Ти определяется разрядностью используемых двоичных счетчиков п и т.
При этом
Т = 2т ■ 2г , Т (е ) = 2п ■ 2г , Т . (е )= 2Ч ■ 2г , (10)
и г/’ птах \ хтт ) и ’ птт \ #*тах / г/’ 4 '
где д - число используемых разрядов Сч1, соответствующих максимальной величине измеряемого напряжения.
Как следует из (5), параметрическая чувствительность ех(1) определяется сле-:
поэтому
БТ* = 1; БТ* = -1; БЕ* = 1,
Де* =ДТ АТ
Т
Т
(11)
(12)
Следовательно, при п=т и минимальном значении измеряемой величины погрешность преобразования ех не превышает 1/2п и соответствует традиционным для АЦП оценкам.
(4)
,
параметрической оптимизации реализовать условие т=д и, следовательно, увеличить динамический диапазон измеряемой величины
ББ = 2п-“ (13)
без потери точности преобразования.
Потенциально высокие метрологические качества импульсно-потенциальных АЦП требуют специального подхода к схемотехническому проектированию . (2) (4)
без высококачественных проходных ключей 5 и 5 (рис. 3). Для современного этапа развития технологии полупроводниковых компонентов наиболее эффективное решение проблемы осуществляется на базе мультидифференциальных операционных усилителей (МОУ) [4], когда дифференциальные входы 1 и 2 (рис. 3) используются автономно в режиме интегрирования Е(т и ех(1).
Рис. З.Ст^’ктурная схема АЦП гшпульсно-потенциального типа
На базе компонентов радиационно-стойкого АБМК [8] создана принципиальная схема АЦП, воспроизводящая структуру, показанную на рис. 3. Здесь аналоговый компаратор управляет состоянием двух аналоговых мультиплексоров АМ1 и АМ2, которые обеспечивают реализацию проходных ключей (АМ1) и формируют необходимый уровень амплитуды импульсов (АМ2). Такая особенность реализации позволяет повысить потенциальное быстродействие АЦП за счет уменьшения вре-. -ные МОУ с повышенным коэффициентом ослабления синфазного сигнала, направленного на повышение точности формирования входного напряжения интегратора [3]. , -
зволяющий реализовать высокую точность этого преобразования.
В структурной схеме (рис. 3) в роли формирователя выступает АМ, который , , формирования прямоугольных импульсов (ик), по длительности которых и вычисляется измеряемая величина (5).
При моделировании разработанной схемы (рис. 3) используется 16-р^рядный синхронный счетчик, на базе Ж-триггеров, для измерения длительности импульса (Ти) и паузы (Т,,).
1
Результаты моделирования АЦП при ех0=28т(40*р1*1;)В (Е0П=2В) с учетом
напряжения гистерезиса
№ измерения N Ти,мс 1;ьмс N Тп,мс еХ0,В ех, В 5, %
1 1000 1 4,7095 1789 1,789 1,116 1,118 0,198
2 1000 1 7,239 1266 1,266 1,579 1,58 0,074
3 1000 1 9,412 1078 1,078 1,851 1,855 0,215
4 1000 1 11,457 1008 1,008 1,983 1,984 0,065
5 1000 1 13,463 1006 1,006 1,985 1,988 0,136
6 1000 1 15,509 1074 1,074 1,859 1,862 0,187
7 1000 1 17,675 1254 1,254 1,592 1,595 0,195
8 1000 1 20,181 1754 1,754 1,138 1,14 0,156
Приведенные в табл. 1 погрешности хорошо согласуются с точностью применяе-.
Показанное выше устройство (рис. 3), в отличие от существующих, позволяет произвести вычисление производной измеряемой величины по соотношению (8).
. 2.
2
Результаты моделирования АЦП и вычисления производной измеряемой величины при ех0=28т(40*р1*1;)В
№ измерения 1;ьмс ех, В е'х0, В/с е'х, В/с 5, %
1 4,7095 1,118 - - -
2 7,239 1,58 0,1838 0,1826 0,649
3 9,412 1,855 0,1259 0,1268 0,717
4 11,457 1,984 0,0645 0,063 2,384
5 13,463 1,988 1,263-10-3 1,966-10-3 35,755
6 15,509 1,862 -0,0621 -0,0615 0,897
7 17,675 1,595 -0,1236 -0,1234 0,169
8 20,181 1,14 -0,1816 -0,1814 0,123
Сравнение результатов вычисления производной и результатов вычисления исходной величины показывает, что точность этих преобразований хорошо согла-
суется с погрешностью метода преобразования. Так, из табл. 2 следует, что измерение производных малых величин характеризуется большой погрешностью.
Полученные результаты позволяют сделать ряд важных выводов для развития современных микроэлектронных средств систем управления и технической .
- , -
потенциальных интерфейсов позволяет:
♦ обеспечить за счет частотного выхода простыми аппаратными средствами связь с достаточно удаленными сенсорными элементами;
♦ осуществлять регулярный монитори нг доминирующих параметров преоб-
;
♦ организовать асинхронный ввод результатов измерения в специальные области памяти микроконтроллера;
♦ существенно сократить число внеш них прерываний в СнК и повысить потенциальное быстродействие системы в целом;
♦ осуществить оце нку производных.
Во-вторых, с точки зрения технологии производства не только микро-, но и мини-систем полученные результаты позволяют:
♦ полностью исключить из структуры собственно микроконтроллера технологически сложные (не масштабируемые) аналоговые активные компоненты;
♦ в качестве опорных (б^овых) источников использовать только один природно-высокостабильный кварцевый резонатор;
♦
и упростить прерывания по результатам измерения;
♦ полностью искл ючить из аналого-цифрового тракта преобразования ограничители спектра (фильтры), прецизионные резистивные элементы, АЦП и, следовательно, существенно уменьшить "компонентную нагрузку" на аналоговую часть сенсорного интерфейса и этим создать предпосылки для его производства, например, в радиационно стойком варианте;
♦
оборудования при разработке полной номенклатуры принципиальных схем и обеспечить производство широкого класса отечественных смешан.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Крутчинский СТ. Смешанные системы на кристалле для систем автоматического управления и технической диагностики // Сб. трудов МЭС-06. - 2006. - С. 217-222.
2. Крутч инский СТ. Аналого-цифровые интерфейсы м икроконтроллерных адаптивных регуляторов циклического типа для объектов электроэнергетики // Известия РАН "Автоматика и телемеханика". - 2006. - № 5. - C. 163-174.
3. Крутчинский СТ., Старченко ЕМ. Мультидифференциальпые операционные усилители
// -"Электроника и связь". - 2004. - № 20. - C. 37-45.
Статью рекомендовал к опубликованию д.т.н., профессор СТ. Крутчинский.
Цыбин Михаил Сергеевич
Технологический институт федерального государственного автономного образовательного учреждения высшего профессионального образования «Южный федеральный университет» в г. Таганроге.
E-mail: [email protected].
347928, г. Таганрог, пер. Некрасовский, 44.
Тел.: +79514974071.
Кафедра систем автоматического управления; ассистент.
б2
Жебрун Евгений Андреевич E-mail: [email protected].
Кафедра систем автоматического управления; магистрант.
Tsibin Michael Sergeevich
Taganrog Institute of Technology - Federal State-Owned Autonomy Educational Establishment of Higher Vocational Education “Southern Federal University”.
E-mail: [email protected].
44, Nekrasovskiy, Taganrog, 347928, Russia.
Phone: +79514974071.
The Department of Automatic Control Systems; Assistant.
Zhebrun Evgenij Andreevich
E-mail: [email protected].
The Department of Automatic Control Systems; Master.
УДК 621.372
A.B. Золоторев, MX. Цыбин БЕЗДРЕЙФОВЫЕ ОГРАНИЧИТЕЛИ СПЕКТРА
Рассмотрено применение принципа и общей методики схемотехнического проектирования схем с взаимной компенсацией для наиболее сложного в структуре СФ-блоков ограничителя спектра, представляющего собой "бездрейфовый" фильтр нижних частот. Показана целесообразность использования структур Антонио в фильтрах с взаимной компенсацией. Сформулирована и решена задача синтеза структур D-элементов с взаимной компенсацией влияния частоты единичного усиления ОУ на частоту полюса.
Собственная и взаимная компенсация; компенсирующие контуры обратных связей; сложно-функциональные блоки (СФ-блоки).
A.V. Zolotarev, M.S. Tsibin DRIFT-STABILIZED LOW-PASS FILTER
Application of a principle and the circuit design general technique of schemes with cancellation for the most difficult low-pass filter in IP-blocks structure is considered. It is representing drift-stabilized low-pass filter. Reasonability of Antonio’s structure using in filter with cancellation is shown. The problem D-elements with cancellation of influence OA gain bandwidth structures synthesis on pole frequency is formulated and solved.
Self compensation and cancellation; compensation feedback loop; IP-block.
. ,
системы технической диагностики, предполагает разработку входных СФ-блоков, обеспечивающих взаимодействие с внешними источниками первичной информации. Одним из базовых устройств таких интерфейсов являются прецизионные ог-, - . Основной задачей создания таких ФНЧ является минимизация дрейфа нуля. Именно её величина в основном ограничивает минимальное значение опорного напряжения и непосредственно влияет на допустимые технологические нормы производства СнК в целом. Кроме того, дополнительные требования к стабильно-( ) -ют целесообразность использования лестничных структур [1].
Особенность функций параметрических чувствительностей таких структур в широком диапазоне частот показывает, что влияние пассивных (частотозадающих)
бЗ
