CC BY
38
состояния датчика регистрации импульсов с целью определения критических точек переходов. И предложено схемотехническое решение для предотвращения ложных срабатываний и повышения помехозащищенности.
Библиографический список
1. ГОСТ 20911-89. Техническая диагностика. Термины и определения. — М. : Изд-во стандартов, 1990. — 13 с.
2. ГОСТ 27.002-89. Надежность в технике: основные понятия. Термины и определения. — Введ. 1990 — 01—07. — М. : Изд-во стандартов 1990. — 11 с.
3. Горский, А. В. Ремонт — только по результатам диагностики / А. В. Горский, А. А. Воробьев, Б. М. Куанышев // Локомотив. - 1998. - № 12. - С. 6-12 .
4. ГОСТ 18322-78. Система технического обслуживания и ремонта техники. Термины и определения. - Введ. 198001-01. - М. : Изд-во стандартов 1980. - 12 с.
5. Калабеков, Б. А. Цифровые устройства и микропроцессорные системы / Б. А. Калабеков. - М. : Телеком, 2000. -336 с.
6. Сергеев, А. Г. Проектирование и выбор электрических элементов систем автоматики / А. Г. Сергеев. - Иваново : ИЭИ, 1974. - 236 с.
ГАРМС Петр Гергардович, аспирант кафедры автоматизированных систем обработки информации и управления.
Адрес для переписки: [email protected]
Статья поступила в редакцию 12.10.2016 г. © П. Г. Гармс
УДК 621.391.832
Р. Р. ФАХРУТДИНОВ С. А. ЗАВЬЯЛОВ А. В. КОСЫХ К. В. МУРАСОВ
Омский государственный технический университет
АНАЛИЗ СПОСОБОВ ПОДСТРОЙКИ ФАЗЫ В ДЕКАРТОВЫХ СИСТЕМАХ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ_
Применение декартовой системы обратной св язи в радиопередающей аппаратуре позволяет реализовывать схемы усилителей мощности, имеющие линейную х аракте-ристику. Главной проблемой при создании таких систем яв ляются фазовые сдвиги, вызванные задержкой р аспространения сигнала через основные узлы системы, приводящие к снижению линейности тракта и к у величению вероятности самовозбуждения. В статье р ассмотрены способы подстройки фазы в петле декартовой обратной с в язи, позволяющие повысить подавление нелинейных искажений.
Ключевые слова: декартова система обратной с в язи, усилители мощности, предыскажения, подстройка фа зы, нелинейные искажения.
Современные системы радиопередачи, использующие сигналы со сложными видами модуляции, а следовательно, и спектра, требуют применения линейных усилителей мощности. При этом одним из важнейших параметров является коэффициент полезного действия, поэтому для снижения уровня нелинейных искажений применение усилителей, работающих в режиме А, нежелательно, что приводит к необходимости применения систем, повышающих линейность, таких как обратная связь, предыскажения и др. В [1] рассмотрены различные способы повышения линейности передающего тракта, среди которых способ введения декартовой (cartesian) петли позволяет получить один из лучших результатов подавления искажений, около 30 дБ. Кроме того, данный способ позволяет избежать применения нескольких усилителей мощности и сумматоров, как в способах LINC, LIST, CALLUM.
Структура декартовой системы приведена на рис. 1. Как показано в [2, 3], основное влияние на эффективность линеаризации, а также на устойчивость системы оказывает фазовое согласование сигналов исходных I, О и демодулированных I', О' компонент, поступающих на вход сумматора.
При реализации независимой декартовой петли в интегральном исполнении время распространения сигнала через основные блоки системы, за исключением усилителя мощности, меньше, чем при реализации системы на дискретных элементах, поскольку значение паразитных емкостей и длин соединений меньше, соответственно, меньше фазовые сдвиги, тем не менее их величина является достаточной для ухудшения работы системы.
Для оценки влияния фазовых сдвигов рассмотрим передаточную характеристику системы. Передаточная характеристика описывается выражением:
Рис. 1. Структурная схема декартовой системы обратной связи
Рис. 2. Декартова система с аналоговой автоматической подстройкой фазы
Н (5 ) =
Нр (5 )
1+ Нр (5 )Р(5)
(1)
ю'-1'о=л-8т(е-е').
(3)
где Нр(5) — передаточная характеристика прямого тракта, Р(в) передаточная характеристика обратной связи.
Обозначим произведение НР(5) и Р(в) как Ь(в); зависимость Ь(в), как показано в [2], от фазового рассогласования имеет вид:
-еа (5,ф)=Ь(5^С08ф+
(Ь(5)^Ш ф)2
1+Цб)
(2)
Таким образом, при рассогласовании фаз ф от 0 до р/2 ошибка увеличивается, вызывая увеличение нелинейности тракта, в худшем случае, при ф=р/2, Ь(в, ф)=Ь(5)2, а при увеличении ф от р/2 до р отрицательная ОС переходит в положительную, и система самовозбуждается.
Для решения проблемы самовозбуждения и обеспечения эффективного подавления искажений вводят подстройку фазы. В зависимости от функциональной реализации производится подстройка как фазы сигналов и со8(ю^ гетеродина, так
и подстройку фазы исходных или демодулирован-ных квадратур.
Один из способов автоматической подстройки фазового сдвига сигналов, включающий только аналоговые блоки, основан на получении сигнала ошибки согласования фазы и подстройки фазовой характеристики низкочастотных цепей [4, 5].
Принимая квадратуры входного сигнала /=Т8т(е), 0=гсо8(е) и I', О' квадратуры демодулированного сигнала после усилителя мощности, используя тригонометрические тождества, можно вычислить рассогласование фаз:
Таким образом, используя два умножителя и схему вычитания, можно получить сигнал ошибки, имеющий монотонное изменение в диапазоне - р/2< <(е-е')<р/2. Структурная схема реализации автоматической подстройки фазы приведена на рис. 2.
Часть мощности с усилителя ответвляется и поступает на смеситель М2. I' и О' компоненты помимо фильтра поступают на умножители М3 и М4, на которые также поступают сигналы исходных I и О компонент, полученные после перемножения сигналы вычитаются и подаются на усилитель С, далее сигнал интегрируется и поступает на управляющий вход фазовращателя Ф.
Сигнал, поступающий на интегратор, описывается выражением:
^=-к[г (г )]2 Сзш(е-е'),
(4)
где к — коэффициент пропорциональности, константа, С — усиление сигнала ошибки.
Возможно также использовать полученный сигнал ошибки для подстройки фазы модулирующих сигналов, но, из соображений снижения потребляемой мощности, реализована подстройка исходных I и О сигналов.
Для обеспечения стабильности работы фазопод-страивающей петли усиление С следует выбирать так, чтобы снижение петлевого усиления до уровня 0 дБ происходило на частотах ниже частоты второго полюса. На стабильность системы, а также эффективность подстройки фазы оказывает влияние неидеальность смесителей, а также квадратурная ошибка, допустимое отклонение не должно превышать ±5°. Влияние варианта реализации подстройки фазы,
Рис. 3. Влияние подстройки фазы на стабильность декартовой петли: а) без подстройки; б) с подстройкой
Рис. 4. Декартова система с подстройкой фазы на основе сигнального процессора (DSP)
описанного в [4], на стабильность приведено на рис. 3. Автоматическая подстройка позволяет поддерживать разность фаз ±9°, что обеспечивает снижение уровня продуктов 3-го порядка приблизительно на 6 дБ.
Подстройка фазы также может осуществляться с использованием цифровых блоков в составе системы. Структурная схема системы с использованием цифрового сигнального процессора (DSP) [5] приведена на рис. 4. Исходные сигналы I и Q, а также де-модулированные сигналы I' и Q' поступают на входы АЦП. Оцифрованные сигналы подаются на сигнальный процессор, где посредством цифровой обработки вычисляется разность фаз сигналов, на основе вычисленной разности формируется управляющее воздействие на фазовращатель Ф.
В основном принцип работы системы аналогичен описанной ранее полностью аналоговой схеме, с той разницей, что преобразования, необходимые для генерирования управляющего воздействия, выполняются процессором после аналогово-цифрового преобразования.
Достоинство цифрового способа регулировки фазы заключается в возможности более точной подстройки фазы, а также, при необходимости, возможности корректировки алгоритма без изменения аппаратной части. Недостатком является повышенная потребляемая мощность, а также внесение в спектр
сигнала дополнительных составляющих, вызванных работой тактового генератора сигнального процессора и АЦП.
Одним из вариантов является способ с измерением фазового сдвига методом прямого фазового квантования [6]. Структурная схема приведена на рис. 5.
Подстраивается фаза несущего сигнала, подаваемого на демодулирующий смеситель. Демодулиро-ванный сигнал поступает на смеситель, в качестве модулирующего сигнала выступает квантующая тактовая частота. Это позволяет получить сдвинутый на р/4 ОРБК сигнал на частоте тактирования. Усилитель-ограничитель преобразует модулированный сигнал в цифровой двоичный код, ширина импульса логической 1 квантуется, количество тактов соответствует величине фазового сдвига.
Формирование управляющего сигнала осуществляется блоками цифрового фазовращателя и полосового фильтра, после чего сигнал демодулируется и подается на фазовращатель Ф несущей частоты.
Точность подстройки фазы определяется частотой квантования, а также параметрами смесителей. Достоинством такого метода является отсутствие необходимости в быстродействующих сигнальных процессорах, что позволяет снизить потребление, а также снизить стоимость системы в целом.
Рис. 5. Декартова система с прямым фазовым квантованием
Рис. 6. Декартова система с подстройкой фазы по потребляемому току
Снижение уровня продуктов третьего порядка для системы, рассмотренной в [6], составил 4 дБ при автоматической подстройке, точность подстройки составляет ±5,6°.
Для получения сигнала подстройки фазы может быть использовано значение тока, потребляемого усилителем мощности, структурная схема приведена на рис. 6 [7].
Потребляемый ток измеряется по падению напряжения на резисторе Яизм, после чего подается на АЦП.
В зависимости от потребляемой усилителем мощности тока, работающего в режиме АВ, В или С, время распространения сигнала через усилитель изменяется; пример такой зависимости [7] приведен на рис. 7. Ток, потребляемый усилителем, измеряется аналогово-цифровым преобразователем, после чего значение необходимой подстройки фазы берется из таблиц в соответствии с измеренным значением. На рис. 7 сплошной линией обозначена зависимость при увеличении тока, а прерывистой — при уменьшении. Таким образом, процесс представляет собой петлю гистерезиса, что приводит к необходимости производить измерение тока с частотой, превосходящей
частоту изменения энергии радиочастотного сигнала и иметь две таблицы значений фаз.
При оптимально подобранных значениях коррекции фаз в [7] достигнута точность установления фазы ±5°.
Рассмотренные способы позволяют автоматически подстраивать согласование по фазе, предотвращая самовозбуждение системы и повышая эффективность линеаризации. Аналоговый способ позволяет подстраивать фазу, не внося в спектр дополнительных составляющих, а также имеет невысокое потребление, позволяя повысить подавление искажений на 6 дБ. Использование для обработки сигналов процессора повышает точность фазового согласования, но при этом повышается потребление и появляются недостатки, присущие цифровым схемам, такие как шумы и т.д., а также появляется необходимость в микропроцессорном ядре с высоким быстродействием. Способ прямого квантования позволяет избежать применения дорогостоящих быстродействующих сигнальных процессоров, а также снизить потребление, но при этом точность установки фазы ниже, чем с применением сигнальных процессоров, но при этом подавление продуктов
Рис. 7. Типичная зависимость фазы усилителя мощности от потребляемого тока
третьего порядка ниже, и составляет примерно 4 дБ. Наиболее простую структуру имеет способ с измерением потребляемого тока, с точностью подстройки фазы ±5°, но к его недостаткам следует отнести необходимость итерационного заполнения таблиц зависимостей фазы от потребляемого тока.
Таким образом, для построения независимой интегральной декартовой системы целесообразно применять аналоговый способ подстройки фазы, поскольку он позволяет избежать сложной обработки сигналов, применения микропроцессорного ядра, аналого-цифровых преобразователей и других цифровых блоков, что позволяет уменьшить занимаемую площадь, снизить требования к быстродействию, а также снизить потребляемую мощность.
Библиографический список
1. Молодцов, А. С. Способы повышения линейности высокочастотных усилителей мощности / А. С. Молодцов // Омский научный вестник. Сер. Приборы, машины и технологии. - 2012. - № 2 (110). - С. 317-322.
2. Молодцов, А. С. Анализ работы декартовой (cartesian) системы обратной связи в радиочастотных усилителях мощ-
ности / А. С. Молодцов, А. В. Косых // Омский научный вестник. Сер. Приборы, машины и технологии. - 2013. -№2 (120). - С. 312-314.
3. Briffa, M. Gain and phase margins of cartesian feedback RF amplifier linearization / M. Briffa and M. Faulkner // Journal of electrical and electronics engineering, Australia, Dec. 1994, Vol. 14, № 4. P. 283-289.
4. Dawson, J. L Automatic phase alignment for a fully integrated cartesian feedback power amplifier system / J. L. Dawson, T. H. Lee // IEEE journal of solid-state circuits, Dec. 2003, Vol. 38, № 12. P. 2269-2279.
5. Delaunay, N. A RF Transmitter linearized using cartesian feedback in CMOS 65nm for UMTS standard / N. Delaunay, N. Deltimle, E. Kerhere, D. Belot // WW2011, Jan 2011, Glendale, United States, 2011. P. 49-52.
6. Ohishi, Y. Cartesian feedback amplifier with soft landing / Y. Ohishi, M. Minowa, E. Fukuda, T. Tanano // Personal, Indoor and Mobile Radio Communications. Proceedings, PIMRC92 Third IEEE International Symposium, 1992. P. 402-406.
7. Faulkner, M. Perfomance of automatic phase adjustment using supply current minimaisation in a RF feedback linearizer / M. Faulkner, D. Cantos, M. Briffa // Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, «Waves of the Year 2000. PIMRC '97», The 8th IEEE International Symposium on Year, Vol. 3.1997. P. 858-862.
ФАХРУТДИНОВ Родион Ренатович, инженер-проектировщик, ассистент кафедры радиотехнических устройств и систем диагностики. ЗАВЬЯЛОВ Сергей Анатольевич, кандидат технических наук, доцент (Россия), доцент кафедры радиотехнических устройств и систем диагностики, старший научный сотрудник.
КОСЫХ Анатолий Владимирович, доктор технических наук, профессор, заведующий кафедрой радиотехнических устройств и систем диагностики, ректор.
МУРАСОВ Константин Владимирович, кандидат технических наук, научный сотрудник, старший преподаватель кафедры радиотехнических устройств и систем диагностики. Адрес для переписки: [email protected]
Статья поступила в редакцию 29.09.2016 г. © Р. Р. Фахрутдинов, С. А. Завьялов, А. В. Косых, К. В. Мурасов
Книжная полка
Ачильдиев, В. М. Информационные измерительные и оптико-электронные системы на основе микро-и наномеханических датчиков угловой скорости и линейного ускорения / В. М. Ачильдиев, Ю. К. Грузевич, В. А. Солдатенков. - М. : Изд-во МГТУ им. Н. Э. Баумана, 2016. - 260 с.
Рассмотрены основные физические принципы работы и особенности функционирования гироскопов различных видов. Исследованы микромеханические гироскопы и акселерометры с рамочной и консольной конструкциями чувствительного элемента с емкостными и автоэлектронными преобразователями и нано-электромеханические измерительные преобразователи для измерения тепловых полей малой интенсивности в инфракрасной и терагерцовой областях спектра. Предложены способы изготовления и локальной инициализации вискера по переменному току после формирования механической структуры чувствительного элемента. Описан синтез регуляторов методом модального управления и идентификации коэффициентов чувствительности к температуре и напряжению питания. Приведены примеры схем построения, моделирования и испытаний систем управления и навигации летательных микроаппаратов на основе бесплатформенных инерциальных блоков, различных информационно-измерительных средств.
