CC BY
31
Секция радиотехнических систем
УДК 621.317.776 (075)
А. П. Дятлов, А. В. Кочерга
АНАЛИЗ АВТОКОРРЕЛЯЦИОННОГО ЧАСТОТНОГО ДИСКРИМИНАТОРА ПРИ ОЦЕНИВАНИИ ЧАСТОТЫ СОСТАВНЫХ ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ
При проведении радиоконтроля систем спутниковой связи (ССС) одним из важнейших этапов является решение задачи формирования целеуказания по частоте для обеспечения захвата и синхронизации при демодуляции сигналов ССС. Для устранения априорной неопределенности о несущей частоте сигналов ССС в комплексах радиоконтроля используются частотные измерители, реализованные на основе последовательного, параллельного и дискриминаторного принципов. Сравнительный анализ различных типов частотных измерителей показывает, что при многокритериальном подходе по совокупности таких показателей, как широкая мгновенная полоса обзора, быстродействие, погрешность оценивания и сложность реализации предпочтение следует отдать автокорреляционным частотным дискриминаторам (АЧД).
Целью данной работы является анализ флюктуационной погрешности АЧД при оценивании несущей частоты составных фазоманипулированных сигналов (ФмС) ССС на фоне гауссовой стационарной помехи.
ПрР1 использовании пространственной и частотной селекции на выходе линейного тракта комплекса радиоконтроля обеспечивается двухкомпонент-ность радиообстановки и при этом на входе АЧД имеем
у (і) = я (і, I, а ) + п (і) при іо < і < іо = Тс ,
где
ГК: и{ (£) = и тс сое (Мс і + фс ) при и < і < іа + Тс ,
ФМ - М : 17г(і) = ^ итс геЫ[4 - (к - 1)Т3]со8(сосї + фс + в/с)
к-і
в (і, I, а)
при £0 + Тгк < І < іо + Тгк + Тм ,
1п -
ФМ - П : С7з Ц) = ^ итс геЛ [<: - (і - 1) Тэ] СОБ (С0с 4 + фс + 01)
при 4(і + Тгк + Тм а < г о + Тгк + Тм + Тп ;
Тс = Тгк + Тм + Тп ;
Uтс, юс, Фс — амплитуда, частота и начальная фаза сигнала; Тгк, Тм, Тц— интервал существования компонент ГК; ФМ-М и ФМ-П, Тэ — длительность элемента манипуляции фазы.
Процесс s(t, I, а) представляет собой ФмС, в котором наряду с информационной компонентой ФМ-П могут присутствовать гармоническая компонента (ГК) и периодическая ФМ-компонента ФМ-М, которые используются в ССС для обеспечения синхронизации по несущей и тактовым частотам. По мере совершенствования ССС ФМ модифицируется и в настоящее время используются три его разновидности:
1) сигнал состоит из трех компонент:
s(t,l, а) = {ГК, ФМ-М, ФМ-П),
2) сигнал состоит из двух компонент:
s(t, I, а) = {ФМ-М, ФМ-П},
3) сигнал состоит из информационной компоненты:
s(t, 1, оО = {ФМ-П}.
Многообразие форм составного сигнала приводит к необходимости при оценивании несущей частоты сигнала проводить анализ для всех возможных его состояний, т.е. для ГК, ФМ-М, ФМ-П. Помеха n(t) Представляет собой шум с корреляционной функцией
Rn (т) = CTn sine (71 Д /„ т) COS («О т), где Стп — дисперсия на выходе линейного тракта приемника (ЛТП) радиоконтроля; /о = ; Д/п — средняя частота и полоса пропускания ЛТП.
2 71
В данном случае задача оценивания несущей частоты ФмС рассматривается в предположении, что АЧД установлен на выходе ЛТП комплекса
радиоконтроля и предварительно решены задачи селекции |д/п - у j ■ обнаружения и классификации всех компонент ФмС и оценки длительности их существования.
В настоящее время в комплексах радиоконтроля из различных вариантов АЧД наиболее широко используются АЧД с квадратурной обработкой (АЧДко), обладающие высокими технологическими и эксплуатационными характеристиками, а также обеспечивающие инвариантность результатов оценивания частоты при изменении уровня сигнала.
Алгоритм оценивания частоты имеет вид [1]
U = * arctg^' <Х),
2 7Г т Ry (т)
где /с — оценка частоты сигнала; Ry i (т), Ry (t) — квадратурные составляющие автокорреляционной функции процесса y(t); т — величина временного сдвига, вносимого линией задержки.
При оценивании частоты гармонического сигнала крутизна дискриминационной характеристики без учета влияния помехи n(t) определяется временным сдвигом, вносимым ЛЗ, с учетом нормирования эффекта на выходе АЧДко равна s = 2пт. Периодичность дискриминационной характеристики АЧДко приводит к многозначности отсчета оценки частоты /с, для устранения
которой необходимо либо выбирать величину временного сдвига т из условий А/п = /от = к, где к — целое число, либо.использовать многошкальное
построение АЧДко, в котором реализуется нониусный отсчет. При некотором усовершенствовании АЧДко, связанном с определением знаков эффектов в квадратурных каналах, представляется возможность удвоить диапазон однозначной оценки частоты Д/одн. = ^ ■
т
Как показано в работе [1], среднеквадратическая погрешность оценивания частоты в АЧДко имеет следующий вид:
я/
1
s дко’
где дко — отношение сигнал/помеха по напряжению на выходе АЧД.
В зависимости от исходных условий при оценивании частоты ФмС могут найти применение как одношкальный, так и многошкальный варианты построения АЧД.
Рассмотрим на первом этапе анализа характеристики одношкального АЧДко-В данном случае максимальная крутизна дискриминационной характеристики £ независимо от вида компоненты я (£, I, а), подлежащей оцениванию час-
2 п
тоты. выбирается из условия = - - = 2пТл.
Л/п
Окончательный выбор крутизны 51 производится с учетом корреляционных свойств компоненты в (I, I, а) и требуемой величины среднеквадратической погрешности оценивания частоты о/.
Анализ прохождения аддитивной смеси у (£) через АЧДко показывает [2], что в общем виде отношение дКО может быть представлено следующим образом:
дко
■'/(I + 2 дїх) [ 1 + ї'п(т)]
при г є [ 1,2, 3],
где
двх
к Та Niu А /п дкої = дг, дко2 = дм, дка;
, г„(т) = sine (л Д/пт);
Гс 1 (Т) = 1
Ттк ’ Гса (Т) 1 То '
дп, Т\ < Тгк, Т2 < Тм, т з < Тп;
1 т |
Га (т)
1
ш
Тм
1
2п|т|
~~т„
при п е
1, ent
Тм
двх — отношение сигнал/помеха по напряжению на входе АЧДко; Рс — мощность сигнала на входе АЧДко с учетом нормировки в ЛТП; к — постоянйая Больцмана; Т0 — температура окружающей среды по шкале Кельвина; Л/ш — коэффициент шума ЛТП; гС1: (т) — огибающая коэффициента автокорреляции • —>
i-й компоненты s (t, I, (х), т. е. ГК, М и П соответственно; гп(х) — огибающая коэффициента автокорреляции помехи гг (t); д,, дм, дп — отношение сигнал/по-
меха по напряжению на выходе АЧДко при приеме ГК, М, П соответственно; А/п— ширина частотного диапазона АЧДко.
С учетом вышеизложенного выбор крутизны дискриминационной характеристики производится на основе решения задачи поиска экстремума, которая формулируется следующим образом:
ф'(т)дКо(т)] о с1т
При этом следует, что в случае одношкального АЧДко при обработке компонент ГК и М имеем в = 2пТэ, а при обработке компоненты П я - л Т.,.
Наименьшая величина погрешности оценивания частоты обеспечивается при приеме компоненты ГК или М
* „+2двх
с Jг^M) - ~ _ _____ >
2 л Тэд2вхV А/п Т
где Т — постоянная интегрирования.
При обработке компоненты П погрешность о/п возрастает, что обуславливается значительной декорреляцией сигнала в АЧДко. При этом имеем
г 1,3 V1 + 2 д2вх
/п — .......... •
лТ->д2вх^ &иТ
Равенство точностных характеристик АЧДко при обработке компонент ГК
и М обусловлено спецификой исходных условий, а именно тем, что А /л = ^ ,
1 ,)
X = Тэ и при этом |гс2(х)| = 1. При изменении исходных условий, например, если х = 0,5 Тэ, на выходе АЧДко имеет место полная декорреляция сигнала, т.е. гсг(0,5 ТЭ) 0, а при этом ду -> 0 и а/и -» со.
Таким образом, при обработке компоненты М необходимо учитывать, что при изменении т появляются зоны аномальных погрешностей.
Анализ флюктуационных погрешностей оценивания частоты одношкальным АЧДко показывает, что при переходе от обработки компоненты ГК к обработке компоненты П при одинаковых исходных условиях проигрыш составляет порядка 8 дБ.
Полученные в данной работе результаты могут быть использованы при построении комплексов радиоконтроля различного назначения.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Дятлов А. П. Обнаружители и измерители параметров сигналов в раднокон-троле: Учебное пособие. Таганрог: ТРТИ, 1993.
2. Дятлов А. П. Автокорреляционные частотные дискриминаторы: Учебное пособие. Таганрог: ТРТИ, 1988.
